1.1 Caratteristica Tensione-Corrente di un MOSFET Il Mosfet è un

1.1 Caratteristica Tensione-Corrente di un MOSFET
Il Mosfet è un dispositivo a tre terminali dove il terminale di ingresso (la gate) controlla il flusso di
corrente tra i due terminali di uscita (Drain, Source).
La caratteristica Tensione-Corrente del Mosfet è mostrata in figura 1.a:
iD
iD
Zona ohmica
Zona attiva
VGS5
VGS4
VGS3
Caratteristica
Reale
VGS2
Caratteristica
Ideale
VGS1
Cutoff
0
BVDSS
vDS
0
(a)
vGS
VGS(th)
(b)
Fig.1 – a) Caratteristica iD-vDS; b)Caratteristica iD-vGS
Dalla caratteristica iD-vDS si vedono tre zone distinte: la zona ohmica, la zona attiva e al zona di
cutoff.
Il Mosfet si trova in zona di cutoff quando la tensione tra gate e source è inferiore alla tensione di
soglia VGS(th) che, generalmente, è dell’ordine di pochi volts. In questa zona si comporta come un
circuito aperto.
Quando la tensione VGS supera quella di soglia il dispositivo viene portato a lavorare in zona
ohmica dove la potenza dissipata è bassa a causa del basso valore assunto dalla tensione vDS.
Il Mosfet si trova un zona ohmica quando è verificata la seguente condizione:
VGS - VGS(th) > vDS > 0
In zona attiva la corrente iD è indipendente dalla vDS e dipende solo dalla VGS. La corrente può
essere calcolata approssimativamente mediante la seguente espressione:
iD = k[vGS - VGS(th)]
dove k è una costante che dipende dalla geometria del Mosfet.
In figura 2 sono mostrati gli schemi equivalenti del Mosfet in zona ohmica e in zona attiva.
D
D
Cgd
Cgd
G
ID=f(VGS)
G
RDS(on)
Cgs
Cgs
S
S
(a)
(b)
Fig.2 – Schema equivalente del Mosfet. a) Zona ohmica; b) Zona attiva.
1.2 Caratteristica di switching di un MOSFET
Si consideri il circuito in figura3.a:
VGG
RL
ID
Vd
RG
t1
τ=RG(Cgd+Cgs)
VGS(t)
VGS(th)
IG(t)
VGG
iD
td(on)
(a)
(b)
Fig.3 – a) Schema per il test del Mossfet; b) Tensioni e correnti durante la fase di turn-on
Esso rappresenta lo schema di un semplice step_down in cui la tensione sulla resistenza di carico RL
viene controllata mediante il Mosfet.
All’istante t1 viene applicata una tensione positiva VGG sulla gate del Mosfet (figura 3.b). La
tensione VGS inizia a crescere con un andamento esponenziale e con una costante di tempo che
dipende dal valore della resistenza RG e dal valore dei due condensatori Cgd e Cgs rappresentati in
figura 2. Al contrario, la corrente iG parte da un certo valore iniziale per poi decrescere fino a zero
seguendo lo stesso andamento della VGS.
Dalla figura si nota che il Mosfet permane nella zona di Cutoff fino a quando la tensione VGS non
raggiunge il valore di soglia VGS(th) cioè per tutto il tempo td(on). A questo punto la corrente di iD
inizia a crescere linearmente come indicato in figura 1.b.
1.3 Driver: generalità
Come visto precedentemente il tempo di accensione di un Mosfet dipende dal valore della corrente
di gate cioè dalla velocità con cui i condensatori Cgd e Cgs riescono a caricarsi. Il progettista può,
quindi, controllare i tempi di accensione e spegnimento di un Mosfet dimensionando
opportunamente il driver in maniera che riesca ad erogare la corrente desiderata.
Nella maggior parte delle applicazioni si richiedono frequenze di switching molto elevate con tempi
di risposta molto brevi e di conseguenza correnti di gate dell’ordine di 1A ed oltre.
In figura 4 è mostrato lo schema di un driver molto semplice adatto a frequenze di switching molto
basse.
VGG
iG0
R1
R2
Fig.4 – Schema elettrico di un driver per frequenze di switching molto basse
Quando il transistor di uscita dell’operazionale è spento il Mosfet è acceso e viceversa. Quando il
transistor è acceso, in esso circola la corrente iG0 uguale a VGG/R1. Il valore della resistenza R1 deve
essere tale da limitare la corrente iG0 che circola nel transistor. Ciò limita anche la corrente iG uguale
a VGG/(R1+R2) che viene iniettata nella gate del Mosfet quando il transistor è spento con il
conseguente aumento del tempo di accensione. E’ per questo motivo che questo tipo di driver viene
utilizzato esclusivamente per frequenze di switching molto basse.
Nelle applicazioni in cui sono richieste elevate frequenze di commutazione e quindi brevi tempi di
accensione e spegnimento dei Mosfet si utilizza il circuito mostrato nella figura 5.
+VCC
15V
PRE-AMP
VOUT
-VEE
GND1
GND2
Fig.5 – Schema di principio di un driver adatto per frequenze di commutazione elevate
Questo tipo di Driver esegue due funzioni :
a) Isolare galvanicamente la parte di potenza da quella di segnale
b) Erogare una corrente in grado di comandare il componente di potenza
1.3.1
Isolamento galvanico
Nei convertitori di potenza, molto spesso, si rende necessario isolare galvanicamente la parte di
controllo da quella di potenza. Ciò è importante soprattutto per potenze medio-alte e quando la
configurazione circuitale lo rende necessario. Si consideri per esempio la figura 6:
P
Circuito
di
Isolamento
Driver
GND1
Controllo
GND0
Circuito
di
Isolamento
Driver
GND2
N
Fig.6 – Schema di principio di un convertitore costituito da due switchs di potenza
A
In questo caso se le masse GND0 – GND1 – GND2 non fossero isolate, il punto A si troverebbe allo
stesso potenziale del punto N che equivale a cortocircuitare il Mosfet inferiore. Affinché il circuito
funzioni correttamente, il segnale di comando portato sulla gate di ciascun Mosfet deve essere
riferito al source dello stesso e flottante rispetto agli altri punti del circuito.
L’isolamento galvanico può essere ottenuto mediante tre tecniche differenti:
•
•
•
trasformatore di isolamento
fibre ottiche
fotoisolatori
L’utilizzo del trasformatore di isolamento è ristretto a quelle applicazioni in cui sono richieste basse
frequenze di commutazioni. Si consideri la figura 7 in cui viene mostrato lo schema di principio di
un isolamento realizzato con trasformatore.
Oscillatore
Vout
Vcontrollo
Fig.7 – Schema di principio di un circuito di isolamento realizzato con trasformatore
Il segale di controllo viene modulato dal segnale ad onda quadra e ad alta frequenza generato
dall’oscillatore. Il segnale ottenuto dalla modulazione viene poi raddrizzato dal ponte a diodi e
filtrato dal circuito RC (figura8).
Vmod
Vcontrollo
Vout
Fig.8 – Segnali di ingresso e uscita in un isolatore a trasformatore
Dalla figura 8 si evince che la risposta in frequenza del circuito è molto lenta a causa del filtro RC
presente in uscita.
In alternativa a questo metodo si utilizzano, soprattutto per altissime potenze, le fibre ottiche. I
vantaggi offerti dalle fibre ottiche sono legati essenzialmente alla elevata risposta in frequenza e
all’elevato isolamento galvanico che offrono. Un circuito che utilizza fibre ottiche prevede un
trasmettitore montato sulla scheda di controllo, un cavo e un ricevitore montato sul driver (figura9).
Trasmettitore
Ricevitore
Scheda di controllo
Scheda di potenza
Fibra ottica
Fig.9 – Schema di montaggio di un isolatore a fibre ottiche
(a)
(b)
Fig.10 – Schema di collegamento di un trasmettitore (a) e un ricevitore (b) a fibre ottiche
Il metodo più utilizzato per le basse-medie potenze è l’isolamento mediante fotoisolatore.
Esso è costituito essenzialmente da un diodo led e un transistor fotosensibile. Nei convertitori di
potenza è opportuno utilizzare fotoisolatori molto veloci tipo: 6N137, HP4504.
Vcc
1
8
2
7
3
6
•
IFA
RPU
IIPM(inv) IIPM
Pre-Amp
•
VIPM
4
5
Fig.11 – Schema di collegamento di un fotoisolatoore
Lo schema in figura mostra come sia necessario applicare una resistenza esterna detta di pull_up;
RPU deve assicurare le seguenti condizioni di funzionamento:
•
•
IPM in conduzione: la tensione sul piedino 6 deve essere maggiore o uguale alla VIPM(min) per
consentire una adeguata erogazione di corrente verso l’IPM.
IPM interdetto : la tensione sul piedino 6 deve essere minore o uguale alla VIPM(max) per
interdire l’IPM; deve, inoltre, limitare il valore della corrente IFA al valore massimo ammissibile
dal fotoaccoppiatore.
Nel primo caso : Rmax =
Vcc (min) − VIPM (min)
I FA(inv ) + I IPM (max)
Nel secondo caso : Rmin =
Vcc (max) − VIPM (max)
I FA − I IPM ( inv )
In genere il suo valore si sceglie intorno ai 6kΩ.
1.3.2 Pre-Amplificatore
Per quanto riguarda il pre-Amplificatore si può utilizzare un semplice operazionale a guadagno
unitario:
R2
R1
v2
v1
-
v0
+
R1 = R2
Fig.12 – Schema di principio di un amplificatore invertente
Lo stadio finale del driver costituito dai due transistor collegati in controfase hanno la funzione di
garantire sulla gate dello switch di potenza una tensione positiva nel caso lo si voglia accendere e
una negativa in caso contrario. Garantendo una tensione negativa sulla gate anziché nulla si evitano
accensioni indesiderate dovute ai disturbi.
1.4 Realizzazione del Driver
Si vuole realizzare un circuito che permetta di pilotare il Mosfet IRF540 (vedi Datasheet).
Lo schema di principio del circuito è mostrato in figura:
+VCC
V2
PRE-AMP
VOUT
-VEE
GND1
GND2
Fig.13 – Schema del Driver
Per la scelta dei componenti si parte dal fotoaccoppiatore. La caratteristica principale che deve
avere questo componente è l’elevata velocità.
Tra i molti fotoisolatori presenti in commercio si può scegliere ad esempio il 6N137.
In figura viene mostrato lo schema di collegamento di questo componente.
5V
1
8
2
7
3
6
4
5
Vcontrollo
•
R1
•
VOUT
Fig.14 – Fotoisolatore 6N137
Dallo schema si nota che la tensione di uscita del componente viene ottenuta sul piedino 6 mediante
una resistenza di pull-up R1 del valore di circa 6kΩ.
E’ evidente che in questa configurazione la tensione di uscita è il negato di quella di controllo.
Vcontrollo
5V
Vout
5V
Fig. 15 – Segnali di ingresso e uscita del fotoisolatore
A valle del fotoisolatore viene poi collegato il preamplificatore che ha il duplice scopo di sfasare
nuovamente la tensione Vout in modo tale che abbia la stessa fase della tensione di controllo e
garantire una potenza necessaria a pilotare il terzo stadio amplificatore costituito dai due transistors
in controfase.
Lo schema del preamplificatore proposto è mostrato in figura:
R4
+15V
R3
v2
+15V
Vout
v1
R5
-
v0
+
V’out
-15V
Fig.16 – Schema elettrico del pre-amplificatore
I valori dei componenti sono indicati in tabella:
Lista dei componenti:
R3=10kΩ
R4=100kΩ
R5=Trimmer 100kΩ
IC=TL082
Il terzo stadio del Driver è costituito dai due transistors collegati in controfase:
+15V
NPN
T1
BD442-441
V’IN
V’’OUT
T2
PNP
-15V
Fig.17 – Schema dello stadio finale del driver
T1=BD442
T2=BD441
Fig.18 – Caratteristica QG - VGS per il Mosfet IRF530N
I due transistors dello stadio finale vengono scelti in funzione della massima corrente assorbita dal
Mosfet durante la fase di switching.
Dalla caratteristica in figura 18 si trova, in corrispondenza di una VGS=15V e una VDS=50V una
QG=38nC.
A questo punto, noto anche il tempo totale di transizione (tt=td(on)+tr=6.4+27=33.4ns) si calcola la
Q
corrente di gate: Ig = G =1.13A
tt
Il cablaggio del driver deve essere effettuato seguendo con cura le seguenti regole:
•
•
•
•
Limitare al minimo la lunghezza delle piste;
Ridurre al minimo la distanza tra le piste;
Evitare di creare delle spire;
Riempire per quanto possibile tutte le aree vuote con un piano di massa;
Tutte queste regole servono ad evitare che, a causa del forte campo elettromagnetico dovuto alle
rapide variazioni di tensione e corrente, si vengano a creare segnali elettrici che accendano o
spengano accidentalmente gli switchs di potenza.