Bandgap reference

Bandgap reference ad elevato PSRR
Tale lavoro descrive un riferimento di tensione realizzato in tecnologia Cmos a 0.25µm. Il
circuito a 27C
genera una tensione di riferimento di 1.1143V, ha un coefficiente di
temperatura (Tc) di 0.6µV/°C e può lavorare con una tensione di alimentazione locale che
varia tra 2.504 e 2.511 in un range di temperatura compreso tra 17C e 37C. In normali
condizioni di lavoro si riesce ad ottenere un PSRR di -113 dB. La potenza dissipata è di
3.036mW.
Introduzione
Uno dei blocchi fondamentali di molti circuiti analogici è rappresentato dal riferimento di tensione
che deve essere quanto più indipendente possibile da parametri interni come l’alimentazione, i
parametri di processo e da parametri esterni come la temperatura.
Per realizzare l’indipendenza dalla temperatura si cerca di ottenere un coefficiente di temperatura
(Tc) nullo. Ciò è possibile se si sfruttano le proprietà dei transistori bipolari, infatti, attraverso
opportune configurazioni circuitali, si cercano di ottenere due coefficienti di temperatura uguali ed
opposti.
In tale lavoro la maggior parte dei mosfet è realizzata con lunghezza di canale pari a 2 µm per
ridurre gli effetti dovuti alla modulazione di canale ed inoltre i Bjt utilizzati sono di tipo pnp per
garantire la compatibilità con il processo CMOS e per ridurre i costi dovuti ad un’eventuale
realizzazione con il processo BiCMOS .
Le simulazioni sono state effettuate usando il software della LTC switcherCAD III e adoperando
modelli level 3 dei dispositivi.
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Descrizione del circuito
Vr
+
A1
-
Vddl
CORE
+
STARTUP
R1
E
A2
Vout
F
R2
Fig. 1 Schema a blocchi di un riferimento di tensione.
Il circuito in figura consta di tre blocchi fondamentali:
-
Un amplificatore A1 che regola la tensione di alimentazione per il core in modo da ridurre
quanto più possibile l’influenza della tensione di alimentazione esterna;
-
Un core che genera una tensione di riferimento indipendente dalla temperatura ed un
circuito di start-up necessario per evitare punti di funzionamento degeneri;
-
Un amplificatore A2 che mantiene alla stessa tensione i nodi E ed F e da cui si preleva una
tensione di riferimento indipendente dalla temperatura.
L’obiettivo è di ottenere una Vout che sia data dalla somma di aV1 + bV2 in modo che
TC =
∂V
∂V
∂Vout
= a ⋅ 1 + b ⋅ 2 = aα 1 + bα 2 .
∂T
∂T
∂T
In particolare si vuole ottenere un coefficiente α1 positivo e α2 negativo in modo che, giocando
opportunamente su a e b, si perviene ad un valore di Tc quanto più prossimo allo zero.
Si genera α2 attraverso la Vbe di un Bjt che ha un coefficiente di temperatura Tc≈-1.5mV/K e α1
mediante due transistori bipolari polarizzati a densità di correnti differenti (essi mostrano una
2
differenza tra le Vbe pari a ln( n ) ⋅
k
⋅T
q
dove k è la costante di Boltzmann e q è la carica
dell’elettrone).
Per comprendere meglio l’applicazione della teoria sovresposta, viene di seguito descritto in
dettaglio ogni singolo blocco.
Amplificatore A1 di Supply regulation
Fig.2 amplificatore a due stadi single ended
Per generare una tensione di alimentazione locale (per il core) è necessario utilizzare un
meccanismo di retroazione che stabilizzi la tensione di uscita di un amplificatore a guadagno
elevato. L’esigenza di avere un alto guadagno è dovuta alle specifiche imposte, si ricordi, infatti,
che l’obiettivo del progetto è di ottenere un PSRR almeno pari a 50dB. L’amplificatore utilizzato è
a due stadi di cui il primo, realizzato scegliendo una topologia cascode, è ad elevato guadagno
mentre il secondo, un source comune, ci consente di avere un alto output swing. Il primo stadio è
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stato progettato in modo da avere una corrente pari a 68 µA, mentre nel secondo stadio circola una
corrente di 920 µA. Le dimensioni dei mosfet utilizzati nel progetto sono riportate nella tabella 1.
Componenti
Valore W/L in µm
M1,M2,M16,M17,M18,M19
10/0.5
M4,M5,M12,M13,M14,M15
200/0.5
M7
30/0.5
M21,M23,M25
90/2
M22,M24,M26
126/2
M20
2/10
M11
0.5/0.5
M9,M8
13/0.5
M3
5/0.5
M6
20/0.5
Componenti
Valore in KΩ
R1
95
R2
110.2
Tabella 1
Il guadagno dell’amplificatore realizzato è dato dalla pendenza della caratteristica in fig.3. Il valore
trovato è di 62dB.
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Fig.3 Caratteristica di trasferimento
L’influenza del rumore d’alimentazione sull’uscita è pari a -89dB fino ai 2 kHz (vedi figura 4).
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Fig.4 reiezione al rumore dell’amplificatore di supply regulation (disturbo a 50Hz)
Il core
R5
+
Vout
-
R6
Fig.5 il core
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Il core è il blocco dedicato alla generazione di una tensione di riferimento con un coefficiente di
temperatura nullo. In figura 5 è possibile visualizzare la configurazione scelta. Tale blocco è stato
progettato in modo che in ogni ramo circoli una corrente di 16 µA.
In generale un riferimento di tensione si ottiene sommando la tensione base-emettitore di un BJT
con la differenza tra le tensioni base-emettitore (∆Vbe) di due BJT polarizzati con una diversa
densità di corrente. La tensione base emettitore di un BJT, infatti, presenta un coefficiente di
temperatura negativo
∂Vbe Vbe − (3 + m )VT − E g / q
=
≈ −1.5mV / ° K ,
T
∂T
mentre la differenza tra le tensioni base-emettitore ha un coefficiente di temperatura positivo
∂∆Vbe K
= ln n .
∂T
q
La scelta effettuata è stata quella di polarizzare i due rami del core con una stessa corrente ed
utilizzare BJT che avessero un rapporto d’aspetto pari ad n = 4, in modo da assicurare che lavorino
con una diversa Vbe.
Il circuito è disegnato in modo da generare una tensione di riferimento flottante
VR = Vbe +
∆Vbe
V ln n
Rm = Vbe + T
Rm
R1
R1
e una tensione differenziale
Vout = Vo 2 − Vo1 =
R6
R
Vbe + 2 5 VT ln n .
R4
R1
Scegliendo opportunamente le resistenze è possibile rendere nullo, a una data temperatura, il
coefficiente di temperatura di queste tensioni.
Per polarizzare i due BJT alla stessa corrente si è scelto di utilizzare un generatore di corrente a
doppio specchio. Se i MOS che compongono questa parte di circuito lavorano in saturazione
(supposti di uguali dimensioni), allora non solo è assicurato che nei due rami del core circoli la
stessa corrente, ma anche che il circuito può supportare qualunque livello di corrente
indipendentemente dall’alimentazione. Bisogna, però, tener conto che questo circuito presenta un
punto di lavoro degenere: se entrambi i rami dello specchio sono percorsi da una corrente nulla,
durante il transitorio di accensione può accadere che il circuito resti spento, poiché può supportare
anche un livello di corrente nullo. Questo è il così detto problema dello start-up, esso viene superato
inserendo una semplice rete che, durante il transitorio di accensione dell’alimentazione, forzi il
circuito a spostarsi dal punto di funzionamento degenere, mentre a regime si scollega dal resto del
circuito non influenzandone il funzionamento.
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Come detto in precedenza questa rete di polarizzazione è indipendente dalla tensione di
alimentazione: ciò è vero a patto di trascurare l’effetto di modulazione del canale. Per attenuare
questo effetto si è deciso di realizzare i dispositivi a canale lungo ed inoltre, invece di utilizzare una
topologia a specchio semplice, di utilizzare due specchi cascode autopolarizzanti: se la caduta sulle
resistenze R2 ed R1 è appena superiore all’overdrive del mos cascode, siamo certi che i dispositivi
dello specchio lavorino in zona di saturazione. Si è preferito, inoltre, la scelta della topologia
cascole poiché meglio si adatta alle specifiche del nostro progetto: infatti l’utilizzo di topologie di
tipo cascode aumenta la reiezione del rumore d’alimentazione (PSRR) del circuito.
Componenti
Valore W/L in µm
M14,M6,M8,M15,M20
90/2
M17,M7,M9,M16,M21
126/2
M12,M10,M13,M11
18/2
M18, M19
4/2
Componenti
Rapporto d’aspetto
Q1,Q2
1e-4
Q3,Q4
4e-4
Componenti
Valore in KΩ
R4
23,33
R2,R1
4
Rm
35.5
R3
4.64
Il circuito di start-up
L’obiettivo del circuito di start-up (fig.6) è di creare un impulso di corrente tale da forzare i mosfet
del core a muoversi dal punto di funzionamento degenere (Vref = 0); il circuito inoltre deve essere
progettato in modo che si scolleghi dalla rete durante il funzionamento a regime.
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Vrif
Fig.6 Circuito di start-up
Durante il transitorio di accensione la tensione al nodo X si muove polarizzando M3, in questo
modo fluirà una corrente Irif nel ramo composto da M3 ed M4( vedi fig.6): questa corrente viene
replicata dallo specchio M4 ed M5, moltiplicata per l’opportuno rapporto d’aspetto dei dispositivi.
Fig.7 Impulso di corrente
Una volta che il transitorio di accensione si sarà esaurito e il core abbia raggiunto il suo punto di
funzionamento a regime la tensione sulla gate di M1 sarà pari a Vrif=1,16V ed M1 sarà, quindi,
acceso. Se facciamo in modo che la caduta tra drain e source di M1 sia minore della tensione di
soglia degli NMOS, essendo V x = VDS 2 = VGS 3 , M3 verrà interdetto e quindi non fluirirà nessuna
corrente di riferimento che polarizzi lo specchio di corrente: la presenza di questo circuito non
influenza il funzionamento a regime del resto del riferimento di tensione. Si impone che a regime
sia Vx < Vtn , essendo V DS1 = V x < Vrif − Vtn , M3 si ritroverà a funzionare in zona di triodo: questo
non è un problema poiché non è un mos amplificatore. Di seguito sono riportate le equazioni per
dimensionare i mos del ramo di polarizzazione, M1 e M2.
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2I D
W 
  =
2
 L  2 k p (V DD − V x )
2I D
W 
  =
 L 1 k (V − V )V − 1 V 2 
p  rif
tn
x
x
2 

Il dimensionamento dei mos (vedi tabella 2) che compongono lo specchio di corrente dipende solo
dall’ampiezza dell’impulso che vogliamo generare.
Componenti
Valore di W/L in µm
M1
9/2
M2
2/5
M3
8/2
M4,M5
4/2
Tabella 2
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Amplificatore A2
Fig.8 Amplificatore differenziale di uscita
L’amplificatore A2 è stato realizzato con uno stadio differenziale che ha come ingressi i potenziali
ai nodi E e F ed è retroazionato con le resistenze R2 ,R3. Per rendere maggiormente stabile il nodo
comune di uscita è stato utilizzato un anello di retroazione interno costituito dalle resistenze RF1 e
Rf2 (rete di common mode feedback). La capacità C1 è stata inserita per appiattire la curva del
PSRR ad alte frequenze. Le dimensioni dei mosfet utilizzati sono riportate nella tabella 3 e i valori
delle resistenze in tabella 4.
Componenti
Valore W/L in µm
M1,M2
98/2
M4,M5
252/2
M3
8/2
Tabella 3
11
Componenti
Valore in KΩ
R2
41.86
R3
19.5
RF1,RF2
100
Tabella 4
Circuito completo
Fig.9 Circuito completo
Risultati
Simulazioni in funzione della temperatura
La tensione in uscita differenziale, Vout, assume valori compresi tra 1.1123V e 1.1143V (vedi fig.
11) e il coefficiente di temperatura pari a 0.6 µV/°C
12
Fig.11
Vout al variare della temperatura
Nel caso peggiore, cioè a circa 85°C la Vout assume un valore pari a 1.065V, come si vede dalla
fig.12, in cui si è simulato il comportamento del circuito in un range di temperatura più ampio.
Fig. 12 Vout al variare della temperatura in un range compreso tra 0C ed 85C
Reiezione al rumore di alimentazione (PSRR)
E’ stato analizzato il PSRR per la tensione di uscita (Vout) e la tensione di riferimento (Vr). Nel
primo caso, come si vede dalla figura 13 il PSRR a 100KHz assume un valore pari a -113dB mentre
alle frequenze inferiori a 100Khz assume valori pari a circa –110dB; nel secondo caso, come si
vede dalla figura 14, il PSRR a 100KHz assume un valore pari a –80dB mentre alle frequenze
inferiori a 100Khz assume valori minimo di –118dB
13
Fig.13 PSRR della Vout
Fig.14 PSRR della Vr
Eliminando la capacità C1 inserita in uscita all’amplificatore A2 si ottiene un PSRR a 100KHz di
–76dB (vedi fig. 15)
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Fig.15 PSRR di Vout in assenza della capacità C1
Simulazione del transitorio
Effettuando una simulazione in transient verifichiamo che a regime il circuito non si stabilizzi nel
suo punto di funzionamento degenere: nello stesso istante di tempo (vedi fig. 16) la tensione di
alimentazione locale, la Vr e la Vout si portano ai valori di tensione progettati.
Fig.16 Andamento nel tempo della Vddl, Vr e Vout
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