AMPLIFICATORE
AUDIO
IN CLASSE AB
CON STADIO
FINALE A MOSFET
L’alimentazione è stata ottenuta da un trasformatore da 150VA con
secondario doppio a 13.5V, raddrizzando e filtrando la tensione continua
varia intorno ai 17V DC. Come filtro sono statui utilizzati un paio di
condensatori da 3300uF (uno tra Vdd e GND e uno tra GND e Vss).
La potenza utile è di circa 8W RMS (con bassa distorsione) su un carico
di 8Ω. Il guadagno in tensione è di 21 circa (26.4dB). La potenza può
essere aumentata fino a circa 50-70W ridimensionando opportunamente i
vari resistori, utilizzando dissipatori più grandi e tensioni di
alimentazione più elevate.
Come BJT per segnali sono stati utilizzati dei BC327-25 per i PNP e dei
BC337-25 per gli NPN, ma vanno bene anche altri BJT per segnali, come il
2N2222 per l’NPN e il 2N2907 per il PNP. Anche i MOSFET di potenza
possono essere sostituiti con altri con simili caratteristiche, rendendo
l’intero circuito velocemente adattabile a vari impieghi.
L’uso dei MOSFET come transistor per lo stadio finale al posto dei BJT
ha moltissimi vantaggi, che verranno elencati brevemente qui di seguito.
Innanzitutto i MOSFET non assorbono corrente in ingresso, e questo è un
bene sotto ogni aspetto, il driver non dovrà essere molto robusto, dovrà
solo essere in grado di caricare e scaricare la capacità del gate dei
MOSFET con una buona rapidità, e uno driver in classe A con una corrente
di riposo di soli 10mA consente di risparmiare stadi di amplificazione
intermedi, e quindi componenti, ulteriori progetti, e soldi.
Dato che essenzialmente sono gli stadi finali ad introdurre la
distorsione dominante nell’amplificatore, visto che sono interessati
dalle più ampie escursioni e da correnti elevate, i MOSFET sono più
apprezzabili rispetto ai BJT, dato che introducono prevalentemente una
distorsione di seconda armonica, che accentua il suono, mentre i BJT
introducono essenzialmente distorsione di terza armonica, il cui ascolto
è sgradevole.
Come transistor finali sono stati utilizzati 2 MOSFET complementari,
l’IRF540N per il canale N e l’IRF9530N per il canale P. Questi 2 MOSFET
non sono stati concepiti per utilizzi nel campo dell’audio analogico,
infatti sono di tipo HEXFET, più adatti per alte correnti e commutazioni
veloci rispetto ad un uso lineare in applicazioni di amplificazione. Ad
ogni modo rispetto ai MOSFET di tipo laterale (concepiti appositamente
per applicazioni audio) vantano una resistenza drain-source molto
minore, e anche se non hanno la linearità dei MOSFET laterali con una
buona retroazione negativa la qualità audio risulta elevata.
Lo schema si può suddividere in 3 stadi di amplificazione, che vengono
studiati e progettati uno per volta per facilitare il lavoro ed avere un
controllo più semplice sull’intero progetto.
Il primo stadio è l’amplificatore d’ingresso, ha le seguenti funzioni:
amplificare in tensione il segnale proveniente dalla sorgente,
stabilizzare il punto di riposo dei finali (in assenza di segnale) e
diminuire la distorsione (retroazione).
Il differenziale è alimentato a corrente costante, circa 3mA, l’utilizzo
di un pozzo di corrente è necessario per diminuire il CMRR (reiezione di
modo comune), serve in pratica per presentare la resistenza di
emettitore elevatissima alle componenti comuni dei segnali di ingresso.
Al posto delle resistenze di collettore è stato utilizzato un carico
attivo, questo è composto da uno specchio di corrente, che ha il duplice
compito di bilanciare la corrente nei 2 BJT che formano il cuore
dell’amplificatore differenziale (e quindi diminuire la tensione di
offset all’uscita dello stadio di potenza), e di aumentare
considerevolmente il guadagno ad anello aperto, dato che esso dipende
dalla resistenza di collettore, che ora è elevatissima.
Il secondo stadio è un amplificatore ad emettitore comune, che ha anche
il compito di pilotare i transistor finali di potenza, utilizza un
carico attivo per aumentare il guadagno e per diminuire l’offset di
uscita, il pozzo di corrente consente anche di regolare facilmente la
corrente dello stadio pilota, che è stata scelta di 10mA per riuscire a
caricare e scaricare la capacità del gate velocemente anche alle
frequenze audio più elevate.
Negli amplificatore di elevata potenza si utilizza uno stadio in classe
AB per pilotare lo stadio finale, altrimenti il tempo di carica delle
capacità di gate risulterebbe eccessivamente elevato (e quindi sarebbe
elevata pure la durata della transizione del segnale di uscita).
Le resistenze in serie ai gate dei 2 MOSFET complementari servono per
evitare auto oscillazioni causate dall’alta impedenza di ingresso
caratteristica dei MOS, gli altri 2 sistemi anti oscillazioni sono
costituiti dallo Zobel network e la capacità di Miller.
Lo Zobel network è una rete che viene posta in parallelo al carico,
formata da una resistenza di 10Ω con in serie un condensatore da 100nF,
questa rete ha il compito di fermare le componenti ad alta frequenza che
vengono portate verso l’amplificatore dalla linea che lo collega con
l’altoparlante. Alcune volte vengono aggiunte un induttanza e una
resistenza da 2.7 a 10Ω in serie al carico, per migliorare il taglio dei
disturbi ad alta frequenza. Lo Zobel network inoltre evita che
l’amplificatore oscilli se non ci sono carico o cavo collegati
all’uscita.
L’ultima contromisura per le oscillazioni è la capacità per l’effetto
Miller, questa capacità di basso valore (330pF nello schema) ha il
compito di attenuare il guadagno man mano che la frequenza sale, ha un
effetto stabilizzante molto forte sull’intero amplificatore, ma ha il
grosso inconveniente di limitare lo slew rate dell’amplificatore, e cioè
di limitare la velocità con la quale la tensione di uscita può salire e
scendere, pertanto il condensatore non va scelto troppo grande.
Nella realizzazione dell’amplificatore è stato necessario tenere conto
di tante piccole considerazioni per prevenire oscillazioni, spostamenti
del punto di riposo, e danni ai vari componenti.
Per diminuire il livello del rumore, ad esempio, è stato necessario
eliminare ogni trimmer resistivo di regolazione, ad esempio è stato
utilizzato il carico attivo sul differenziale al posto di una resistenza
variabile per impostare il punto di riposo dello stadio finale, oltre
che per i benefici descritti precendentemente, anche a causa del rumore
che i trimmer, specie se di bassa qualità, introducono. Il carico attivo
invece consente di regolare automaticamente il punto di riposo,
bilanciando le correnti nel differenziale, con elevata precisione,
rendendo obsoleto l’uso di una resistenza variabile.
Nel circuito è presente una doppia retroazione: in assenza di segnale il
condensatore da 100uF collegato tra massa e resistenza da 500Ω si
presenta come un circuito aperto, questo implica che la tensione sulla
base del secondo BJT che forma il differenziale sia la stessa tensione
in uscita a riposo, a meno di una piccola caduta di tensione sulla
resistenza da 10kΩ (per bilanciare la caduta è stata scelta una
resistenza di ingresso dello stadio verso massa da 10kΩ pure). In questo
modo il guadagno totale in assenza di segnale, e quindi per le
componenti continue, è unitario. Essendo l’ingresso non invertente
connesso a massa (con una resistenza da 10kΩ di cui si è descritta la
funzione sopra) il differenziale tende a polarizzare lo stadio pilota e
quindi lo stadio finale affinché la tensione sul carico a riposo sia il
più possibile vicina a 0V. Normalmente con il carico attivo su
differenziale e driver la tensione in uscita a riposo, detta tensione di
offset, si aggira sui 2-5mV. Per diminuire ancora questa tensione è
necessario diminuire le resistenze collegate alle basi dei transistor
del differenziale per le componenti continue, ma questo limita il
guadagno ad anello aperto, e tensioni di offset fino a 20-70mV sono
accettabili.
La seconda retroazione si attiva quando un segnale è applicato
all’ingresso. In questo caso, infatti, il condensatore da 100uF che nel
caso precedente è stato considerato un circuito aperto, ora è
praticamente un corto circuito, e collega la resistenza da 500Ω posta
alla base del BJT dell’ingresso invertente collegata a massa. Per le
componenti alternate del segnale di ingresso l’amplificazione in
tensione non è più unitaria, ma vale circa 20. Per calcolare il livello
di amplificazione a riposo e con segnale si ricorre alla funzione di
trasferimento dei sistemi retroazionati.
Av-fb = Av / (1 + Av x β)
Supponendo Av (guadagno ad anello aperto) molto alto (il che è in
armonia con il progetto, avendo scelto amplificatori con carico attivo,
che aumenta notevolmente l’amplificazione in tensione) si può
approssimare la formula nel modo seguente.
Av-fb = 1 / β
e quindi, dato che β è la funzione di trasferimento di un partitore
β = R / (R + R-fb)
Av-fb = 1 / β = 1 / (R / (R + R-fb)) = (R + R-fb) / R = 1 + R-fb / R
Si dimostra quindi che il guadagno per le componenti continue è
unitario, in quanto R-fb è fissa a 10kΩ, mentre R è infinita dato che il
condensatore da 100uF che collega la resistenza da 500Ω a massa è un
aperto.
Av-fb (continua) = 1 + 10k / ∞ = 1 + 0 = 1
Essendo poi Vi (continua) = 0V, Vo = Vi x Av-fb (continua) = 0 * 1 = 0V,
dato che Vi in realtà è un valore molto piccolo diverso da 0,
moltiplicato per 1 implica comunque che l’uscita a riposo abbia un basso
valore di offset.
Per le componenti alternate del segnale in ingresso invece il
condensatore da 100uF collega la resistenza da 500Ω a massa, ora
l’ingresso invertente del differenziale non è più collegato direttamente
all’uscita, ma preleva la tensione all’uscita del partitore con funzione
di trasferimento 500 / (500 + 10k), pertanto il guadagno in presenza di
segnale sarà
Av-fb (segnale) = 1 + 10k / 500 = 1 + 20 = 21
Che corrisponde ad un valore in decibel pari a
Av-fb (segnale)dB = 20 x log 21 = 26.4dB
I sistemi retroazionati vanno progettati con attenzione, specie se di
alta potenza, le auto-oscillazioni devono essere smorzate sul nascere,
in questo amplificatore con i 3 metodi sopra descritti.
Tuttavia la retroazione ha enormi vantaggi, innanzitutto quello di
diminuire la distorsione armonica totale, e di avere sempre un guadagno
ad anello chiuso lineare e fisso (cosa molto importante quando le
caratteristiche dei componenti si modificano a causa del tempo, della
temperatura ecc.). La retroazione aumenta la banda passante (e quindi lo
slew rate) e diminuisce notevolmente la resistenza di uscita
dell’amplificatore (fino ad arrivare a qualche frazione di ohm),
cosicché la tensione sul carico non dipenda dal peso che il carico ha
sull’amplificatore.
