CONSIGLI
SULLA
PROGETTAZIONE
IN COLLABORAZIONE CON
La potenza in tasca (1)
UN SEMPLICE
AMPLIFICATORE PWM
Ton Giesberts (Elektor labs)
< Segue da pagina 20
corrente assorbita dalla rete
elettrica. Selpro (Brescia),
fornitore di controlli di velocità
basati su gradini di tensione o
sulla parzializzazione di fase,
“
Nelle nostre realizzazioni più
recenti abbiamo unito i circuiti
di potenza e quelli di controllo
in un unico sistema installato
direttamente sul motore...
Francesco Borghesi,
progettista R&D di Studioemme
”
si è focalizzato principalmente
su questo problema. I prodotti
Selpro sono impiegati in grandi
attrezzature HVAC e in sistemi
industriali di raffreddamento.
Fausto Rizzi, ingegnere
progettista di Selpro, spiega
“Abbiamo ottenuto la conformità
agli standard IEC aggiornando e
ridefinendo l’utilizzo delle nostre
tecnologie. I sistemi di tensione
a gradini sono intrinsecamente
privi di armoniche perché sono
progettati per essere conformi agli
standard IEC. I sistemi di tensione
a gradini sono intrinsecamente
privi di armoniche perché sono
basati su autotrasformatori, vale
a dire elementi lineari che non
generano distorsioni. Al contrario,
22
eTech - NUMERO 1
i sistemi a parzializzazione di fase,
generano distorsioni. Usufruendo
dei vantaggi dati dalla natura
induttiva e dalla modularità del
carico (che consiste in alcune
ventole) e funzionando all’interno
di un determinato angolo di fase,
è possibile ridurre le armoniche
entro i limiti stabiliti dallo
standard per le correnti da 16 a
75A (IEC 61000-3-12). Questa
soluzione, tuttavia, non può
essere utilizzata per le correnti
fino a 16A, alle quali si applica
uno standard diverso con limiti
inferiori per le armoniche (IEC
61000-3-2). A breve, dovremo
gestire il problema dell’efficienza
energetica, quindi ritengo che
useremo la tecnica di controllo
dell’invertitore e adotteremo
sistemi basati su DSP.
Obiettivi pratici per
i sollevatori
Migliore rapporto qualità/prezzo
e facilità di installazione, sono
attualmente gli obiettivi principali
di SMS, Sistemi e Microsistemi
(Crespellano, Bologna) che
progetta e produce sistemi
di controllo per sollevatori. I
prodotti dell’azienda includono
starter, controlli della velocità,
dispositivi per riportare il carrello
a livello del suolo in caso di
interruzione della corrente,
schede per pannelli di controllo,
argani. “Cerchiamo di facilitare il
lavoro dei tecnici di installazione
fornendo prodotti già cablati”,
spiega Emanuele Castagnini,
uno dei progettisti dell’azienda.
“Gli inverter usati per riportare il
carrello a livello del suolo in caso
di mancanza di corrente non
sono molto sofisticati in quanto il
posizionamento non richiede un
elevato livello di precisione. Per
questi prodotti, non è necessario
impiegare dispostivi sofisticati
come i DSP ma, stiamo pensando
di impiegare microcontrollori.
Anche la necessità di ridurre il
consumo di corrente influisce
molto sulle scelte progettuali in
questo settore. “I nostri inverter
per impieghi standard sia sui
sollevatori elettrici sia su quelli
idraulici sono il fattore vincente
per l’ottimizzazione del consumo
energetico” afferma Castagnini.
“Nei sollevatori, tuttavia, la
valutazione del consumo di
corrente deve basarsi sul sistema
completo, e non sui singoli
componenti”.
Soluzioni per motori
RS dispone di prodotti e
soluzioni per i problemi
legati ai motori e ai relativi
controlli. Selezionali
all’interno della più ampia
gamma di Microcontrollori,
DSP, DSC, encoder, sensori
di corrente, MOSFET, IGBT
ecc. sul sito
rswww.it/elettronica
Esistono molti schemi per realizzare
semplici amplificatori audio di potenza.
Questi solitamente sono in classe AB o B.
Qui vi presentiamo un progetto in classe D,
ultracompatto che può essere alimentato con
quattro batterie tipo AA. Grazie alla sua efficienza,
relativamente alta, è in grado di riprodurre svariati
decibel attraverso un altoparlante.
L’amplificatore
audio descritto in questo articolo non è un
tipico amplificatore analogico ma, una versione
‘digitale’ che impiega la modulazione a
larghezza di impulsi (PWM). Per correttezza,
vi diremo che questo amplificatore introduce
un sensibile tasso di distorsione e quindi
non può essere considerato un amplificatore
hi-fi o high-end. La semplicità del circuito
non garantisce un segnale in uscita privo
di distorsione ma restituisce una eccellente
musicalità e una qualità del suono del
tipo “tube-like”.
Amplificatore PWM
Un amplificatore PWM ha, in genere,
un’efficienza altissima, in quanto lo stadio
di uscita è commutato ad alta frequenza
tra il positivo e il negativo della tensione di
alimentazione (o la massa) (vedi figura 1).
I transistor finali operano in configurazione
alternata e in condizioni di totale conduzione
o di totale interdizione. Quindi la tensione
sui transistor si annullerà quando sono in
condizione ON, mentre la corrente che li
attraversa sarà minima quando sono nella
condizione off. In questo modo la dissipazione
di calore dei dispositivi è minima. Durante il
periodo di conduzione del transistor avremo
un impulso in uscita. La larghezza di questo
impulso è proporzionale all’ampiezza del
segnale originale in ingresso. La larghezza
di questo impulso è inoltre proporzionale al
segnale di uscita e di conseguenza del volume
dell’amplificatore. Questo è chiaramente
visibile nella figura 1: i punti in cui la parte
positiva del segnale è più larga corrispondono ai
livelli maggiori del segnale (sinusoidale). Questo
si verifica certamente anche per la metà
negativa del segnale: minore è il lato positivo
dell’impulso (e quindi più ampio il lato negativo),
minore è il segnale di uscita (“più negativo”).
IL livello del segnale di uscita è quindi
determinata dal rapporto fra impulso positivo e
negativo. Tanto è maggiore la differenza, tanto
più ampio è il segnale emesso in uscita.
Dall’altra parte: quando il rapporto fra impulso
positivo e negativo si avvicina a 50/50, il
segnale di uscita diminuisce.
Per riconvertire il segnale PWM al segnale
originale (amplificato) è necessario solo un
Specifiche tecniche
• 1W su 8Ω, 1,7W su 4Ω
• Classe-D
• Alimentazione da 6 a 9V (4 batterie AA)
• Molto compatto
• Struttura semplice senza SMD
filtro passa-basso. Il filtro elimina l’elevata
frequenza di commutazione dal segnale
affinché rimanga una specie di “media” che
corrisponde esattamente al segnale originale.
Il circuito
Il circuito (si veda figura 2) è un cosiddetto
modulatore di ampiezza di banda autooscillante. Questo è uno stadio di
amplificazione che non oscilla correttamente.
Un segnale a bassa frequenza influisce
Continua a pagina 24 >
eTech - NUMERO 1
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CONSIGLI
SULLA
PROGETTAZIONE
CONSIGLI
SULLA
PROGETTAZIONE
< Segue da pagina 23
+9
+8
+7
+5
resistenze da 220Ω, ognuna avente in parallelo
un diodo Schottky. Questo assicura che la
tensione ai gate di un MOSFET si scarichi
più velocemente di quanto si carichi il gate
dell’altro MOSFET.
Nel nostro prototipo, abbiamo usato, come
induttore di uscita nel filtro passa-basso
(L1) una comune bobina di soppressione
del rumore. Questa bobina è in grado di
sopportare correnti fino a 2A. È possibile usare
una bobina più piccola, come ad esempio la
versione assiale per applicazioni con correnti
più basse. È importante però assicurarsi
che tale bobina sia adatta per il montaggio
su circuito stampato. Abbiamo scelto una
bobina che riesce a sopportare una corrente
maggiore rispetto a quella nominale (per un
carico di 4Ω la corrente di picco è inferiore
a 1A). Per ridurre le dimensioni fisiche della
bobina, viene aggiunto solitamente un nucleo,
ma ciò comporta una non-linearità della stessa
100n
100u
40V
C1
IC1
IC1 = 4050
8
R2
10k
470k
10u
63V
R1
IC1C
7
IC1B
5
1
1
IC1D
4
9
1
11
270p
1
1
IRFU9120
12
40uH
R5
220R
D2
15
BAT85
C7
1000u
L1
IRLU120
IC1F
14
T1
220R
R4
10
IC1E
C4
BAT85
D1
6
R6 25V
C5
T2
LS1
8Ω
330n C6
220n
080277 - 11
Figura 2. Il circuito presenta dimensioni molto contenute, si adatta quindi a un circuito
stampato compatto.
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eTech - NUMERO 1
che aumenta con l’aumentare del valore di
corrente che attraversa la bobina. Quindi per
operare in una condizione ragionevolmente
lineare, è stato scelto un induttore
leggermente più grande. L’ingombro è stato
mantenuto al minimo utilizzando una versione
assiale, montata verticalmente. Una bobina
con nucleo ad aria sarebbe stata la soluzione
migliore, ma questa opzione è stata esclusa
per problemi di dimensioni.
Come già detto, per riconvertire il segnale
digitale in un segnale analogico è sufficiente
un filtro passa-basso. L1, insieme a C5,
forma un filtro passa-basso di secondo ordine
(Butterworth) che elimina le frequenze sopra
i 40kHz. Ciò è necessario per garantire che
il circuito non causi interferenze con gli altri
dispositivi (disturbi elettromagnetici). La rete
RC R6/C6 garantisce che il filtro continui a
funzionare correttamente anche a frequenze
più elevate.
R1 mantiene il lato di ingresso di C1 al
potenziale di massa, di modo che non si
generino rumori e spike fastidiosi quando la
sorgente del segnale viene connessa al circuito
già alimentato. Partiamo dal presupposto che
l’altoparlante utilizzato sia sempre connesso
all’uscita (questo perché non c’è nessun
resistore in parallelo ai terminali di uscita).
+9V
2
8R2
BT1
9V
1
080277 - 12
Figura 1. Il segnale PWM corrisponde a un’onda sinusoidale. Dopo il filtraggio del segnale
PWM, riappare il segnale originale.
IC1A
3
Gli altoparlanti rappresentano carichi complessi
e sono principalmente induttivi alle frequenze
più elevate. Il “guadagno” del circuito è
determinato dal feedback R2/R3. Con i valori
che abbiamo selezionato, il guadagno è di circa
uno e questo, data la tensione di alimentazione
e la potenza di uscita. Alcuni Test pratici hanno
dimostrato che il segnale di uscita tipico delle
schede audio non è sufficiente per ottenere la
-6
10
20
50
100
200
500
1k
Hz
2k
5k
10 k
20 k
C7
S1
R5
Risultati
Il consumo di corrente a riposo è di 44mA è
chiaramente troppo elevato per un uso con
l’alimentazione a batterie. Chiaramente, è
maggiore se vengono impiegate più schede.
Questo è dato principalmente dall’elevata
frequenza di commutazione di 660kHz
ottenuta con a una tensione di alimentazione
di 9V e dall’assenza di un adeguato controllo
dei tempi morti (il valore di 220Ω per R4 e R5
costituisce quindi un compromesso).
Fortunatamente, con tensioni di alimentazione
inferiori la frequenza si riduce con tensioni
di alimentazione inferiori (questo perché i
buffer che vengono utilizzati qui diventano
più lenti in funzione del valore di tensione
di alimentazione) e ciò va a vantaggio del
consumo di corrente. A 6V (fs è 510kHz) il
consumo di corrente scende a 10mA ed è
possibile utilizzare 4 batterie AA. A 5V (fs è
450kHz) il consumo di corrente è di soli 6mA.
Tuttavia, consigliamo di utilizzare il circuito con
tensione di alimentazione nella gamma da 6
a 9V. Il massimo assoluto è 9,5V, vale a dire
una sovratensione leggermente superiore
del 5%. A questa tensione, il consumo di
corrente è aumentato a 60mA. Una tensione
di alimentazione inferiore a 5V non consente
invece un adeguato controllo del segnale (non
vi è abbastanza tensione per i gate).
A 9V, la potenza di uscita massima con un
carico di 8Ω è di 1 watt. Con un carico di 4Ω la
potenza massima non raddoppia ma è di circa
R4 D2
C3
L1
R6
LS1
C5 C6
-
40 k
080277 - 13
Figura 3. La curva di risposta in frequenza è in funzione del tipo di carico collegato. Qui,
sono rappresentate le curve relative per un carico resistivo puro di 8Ω (blu) e quella per un
altoparlante (rosso).
potenza di uscita massima dell’amplificatore.
Non preoccupatevi: nella seconda parte
descriveremo una scheda delle stesse
dimensioni che contiene un preamplificatore
dedicato adatto e un circuito di controllo dei toni.
D1
C4
-5
R3
12k
1
R3
-4
A causa di questi bassi valori di resistenza, è
importante che entrambi i transistor non si
attivino contemporaneamente (è necessario
un tempo morto). In serie ai gate vi sono due
C3
IC1
-3
Per lo stadio di uscita abbiamo scelto dei
MOSFET in package I-PAK (TO-251AA) costruiti
dalla IRF. Questi piccoli transistor possono
controllare correnti di 4A (il MOSFET a canale
N può sopportare più di 7A). La resistenza di
canale del MOSFET N è di circa 0,25Ω e quella
del MOSFET a canale P è di circa 0,5Ω.
C2
+0
-2
Per pilotare lo stadio di uscita, vengono
impiegati alcuni buffer della serie logica
“4000”. Il vantaggio principale di queste serie
è l’ampio range di tensione. La loro velocità
di risposta limitata non è di fatto importante
in questa applicazione. Al fine di ottenere
un guadagno sufficiente, due porte sono
connesse in serie e le restanti sono connesse
in parallelo come secondo buffer. Questo
consente al segnale un migliore pilotaggio dello
stadio di uscita (necessario a causa dell’alta
impedenza capacitiva dello stadio di uscita).
+9V
R1R2
+1
-1
t [s]
+
+
d +3
B +2
r
A
BT1
C2
C1
+4
Poiché l’amplificatore è alimentato a singola
tensione (da 6 a 9V), sono necessari dei
condensatori di disaccoppiamento sia in
ingresso sia in uscita (C1 e C7). Generalmente
il valore del condensatore di uscita determina
la frequenza inferiore della banda passante
dell’amplificatore. Il valore scelto del
condensatore è sempre un compromesso
fra dimensione fisica del condensatore e
estensione di banda, esattamente come per gli
amplificatori analogici.
S1
-
+6
T1 T2
u [V]
sull’oscillazione e ciò controlla l’ampiezza
dell’impulso.
1,7 watt. La caduta di tensione sulla bobina e
sul condensatore di uscita, ad esempio, hanno
un impatto rilevante sulla tensione massima
disponibile all’uscita.
Con una alimentazione di 9V questo
amplificatore, appoggiato sul banco, e collegato
ad un piccolo altoparlante produce un discreto
livello di suono. A 1mW la distorsione è inferiore
allo 0,5%. La banda passante con un carico
di 8Ω è compresa tra 18Hz e 40kHz (curva
blu in figura 3). La frequenza di taglio inferiore
è determinata da C7, mentre quella di taglio
superiore dal filtro passa-basso (L1/C5). Con
un piccolo altoparlante questo risultato è più
che sufficiente, ed è più di quanto un piccolo
altoparlante sia in grado di riprodurre. Come già
menzionato, il risultato del test riportato in blu
(figura 3) mostra l’ampiezza caratteristica per un
carico resistivo da 8Ω. Quando connettiamo un
altoparlante, osserviamo un piccolo incremento
(circa 1dB) della tensione di uscita attorno al
punto di risonanza (curva rossa). Alla frequenza
di taglio del filtro (circa 40kHz) si verifica un
picco di alcuni dB. Questo è dovuto al fatto
che il filtro di Butterworth non è terminato
correttamente. Nella figura può sembrare che
il picco sia molto grande, ma se si esamina la
scala non è poi cosi negativo. A 20kHz il picco è
di soli 2,5dB. Ciò di principio non è un problema
e molte persone lo apprezzano come una
caratteristica dell’amplificatore.
Il circuito stampato è molto compatto. Il preamplificatore dedicato, in programma per la
prossima edizione, presenta le stesse dimensioni
e rende possibile la realizzazione di un miniamplificatore completo e molto compatto. Nel
prossimo numero esamineremo la disponibilità
del circuito stampato (febbraio 2010).
(080277-I)
Figura 4. Nonostante vengano utilizzati
componenti “standard” il circuito stampato
è molto piccolo e i componenti risultano
cosi molto vicini tra loro.
Elenco dei componenti
Il codice RS fornito è indicativo.
Consultare le schede dati per le
specifiche complete.
Resistori
R1 = 470kΩ R2 = 10kΩ R3 = 12kΩ R4,R5 = 220Ω R6 = 8Ω2 (151-331)
(150-928)
(151-151)
(157-569)
(385-982)
Condensatori
C1 = 10μF 63V, radiale, diam. 6mm
(228-6947)
C2 = 100nF in ceramica, passo terminale
5mm (652-9995)
C5 = 330nF, MKT, passo terminale 0,3”
(7,5mm) (483-3999)
C6 = 220nF, MKT passo terminale 0,3”
(7,5mm) (483-3832)
C7 = 1000μF 25V, radiale, diam. 10mm,
passo terminale 0,2” (571-981)
Induttori
L1 = 40μH 2A assiale
(montaggio verticale)
Semiconduttori
D1,D2 = BAT85 300-978
T1 = IRFU9120NPBF (TO-251AA/I-PAK,
IR International Rectifier) (541-1275)
T2 = IRLU120NPBF (TO-251AA/I-PAK,
IR International Rectifier) (543-1718)
IC1 = 4050
Vari
S1 = 1 per contatto, 1A min.
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