Amplificatori PWM di potenza

Amplificatori PWM di potenza
La tecnica degli amplificatori audio si è evoluta, recentemente, sempre
più verso i sistemi switching (classe D).
L'evoluzione segue il filo conduttore della efficienza energetica, motivo principale
dell’esistenza degli amplificatori in classe D. In passato, il vantaggio della efficienza
in potenza degli amplificatori in classe D basato sulla tecnica PWM, è stato oscurato
dalle scarse prestazioni di distorsione armonica (THD + N) rispetto agli amplificatori
lineari. Oggi, la maggior parte degli amplificatori in classe D moderni utilizzano
avanzate tecniche di modulazione e di retroazione per ridurre questi svantaggi.
Amplificatori in classe D stanno iniziando a invadere la nicchia di fascia alta degli
audiofili, in cui un amplificatore può costare molte migliaia di dollari. Putzeys ha
appena completato e testato un nuovo amplificatore con distorsione armonica totale
di 0,001 per cento a piena potenza su tutta la gamma audio, ottenibili fino a 2000 W e
oltre. Si tratta di una specifica che sarebbe stata liquidata come fantascienza qualche
tempo fa con amplificatori in classe D. Di qualsiasi prezzo.
Qui un esempio di kit completi con caratteristiche estremamente valide
http://classdaudio.com/index.php/sds-224-kit.html
Attualmente, ci sono una grande varietà di amplificatori in classe D disponibili, dalle
applicazioni portatili a bassa potenza (ad esempio, telefoni cellulari, notebook), in cui
la durata della batteria, i requisiti di spazio e il rispetto delle specifiche EMI sono di
fondamentale importanza, alle applicazioni ad alta potenza (ad esempio, sistemi
audio per autoveicoli), dove la minimizzazione dei radiatori per la dissipazione e la
generazione di calore è di vitale importanza.
Attraverso l’analisi energetica di una semplice catena di riproduzione sonora,
mostrerò quali passi intellettuali hanno portato all’idea di applicare la tecnologia a
modulazione d’impulsi (PWM).
Voglio proporre una interpretazione diversa della solita evoluzione degli amplificatori
audio , il mio vero intento è descrivere diffusamente di amplificatori audio in classe
D, noti come anche switching, o PWM, o anche (purtroppo) come “digitali”.
Se ci si pone la domanda fondamentale: “perché servono gli amplificatori audio di
potenza?”.
La risposta in termini tecnici a questa domanda, ci porterà alla comprensione del
principio di funzionamento degli amplificatori in classe D, e del perché è nata ed è
stata così impiegata questa tecnologia.
Prendiamo in considerazione una tipica catena di riproduzione sonora, ridotta
all’osso: una sorgente sonora (per esempio un riproduttore MP3), un amplificatore
audio di potenza ed un diffusore elettroacustico.
La presenza di un amplificatore audio di potenza all’interno di una catena di
riproduzione sonora è palese, esso è necessario per poter fornire potenza al diffusore,
assorbendola dall’alimentazione elettrica.
Un parametro prestazionale di qualunque sistema che coinvolga scambi di energia nel
tempo (potenza) è l’efficienza, definita come il rapporto tra la potenza assorbita e la
potenza utile erogata, ovvero la potenza acustica generata. Ogni sistema reale è
intrinsecamente dissipativo, ovvero parte dell'energia entrante viene persa o meglio
dissipata, ad esempio, sotto forma di calore. La catena di riproduzione sonora in
esame è un sistema, che assorbe energia dall’alimentazione e che fornisce energia
sotto forma di energia acustica. Ogni elemento della catena contribuisce ad
aumentare la potenza dissipata. In realtà la catena di riproduzione sonora ha
un’efficienza molto bassa, nell’ordine del 2%-5%, per essere ottimisti; questa
inefficienza energetica è principalmente dovuta all’ultimo elemento della catena: il
diffusore elettroacustico.
L’altoparlante è composto da due sottosistemi, una parte di “motore”, che converte
energia elettrica in energia meccanica, ed una parte di sorgente acustica, che converte
energia meccanica in energia acustica. In questa doppia conversione è principalmente
il collo di bottiglia del trasferimento energetico dell’intera catena di riproduzione
sonora. Nell’attesa che venga inventato e realizzato un altoparlante ad alta efficienza
energetica, occorre concentrarsi nel migliorare l’efficienza dell’amplificatore al fine
di ridurre al massimo il suo contributo dissipativo.
Perché e dove dissipano gli amplificatori audio di potenza
Un amplificatore audio di potenza è essenzialmente un sistema che assorbendo
energia dall’alimentazione elettrica è in grado di “condizionarla” e fornirla al suo
carico, ovvero l’altoparlante. Il condizionamento di energia è la funzione stessa
dell’amplificatore audio: assorbire energia da un generatore di tensione continua
(l’alimentazione) ed erogarla all’altoparlante, a meno del contributo di potenza
dissipata, con un andamento nel tempo uguale a quello del segnale audio di ingresso.
Questa trasformazione, come già accennato, non è ideale, ma una parte di potenza
assorbita viene dissipata. Sotto è schematizzato lo stadio finale di un amplificatore
audio di potenza.
Il circuito di pilotaggio fornisce il segnale con l’opportuna forma d’onda ai due
transistori di potenza. Questa schematizzazione spinta non è casuale: infatti vale sia
per gli amplificatori più tradizionali in classe AB, che per quelli in classe D.
Nel caso di un amplificatore in classe AB il circuito di pilotaggio farà in modo che i
vari segnali, nel caso in cui si stia amplificando una sinusoide, abbiano gli andamenti
riportati nella Figura sotto. Come si può notare dallo schema la tensione di
alimentazione è volutamente maggiore della tensione sull’altoparlante per non
causare il fenomeno di saturazione (noto anche come clipping) del segnale audio di
uscita.
Purtroppo, per questa stessa ragione, la parte di tensione che non cade ai capi del
carico, cade ai capi del transistore di potenza.
Poiché la corrente che va all’altoparlante è fornita dal transistore, esso si troverà ad
avere una tensione ai suoi capi VDS ed a essere attraversato da una corrente elettrica
ID; in queste condizioni il transistore dissipa una potenza elettrica pari al prodotto
VDS×ID. Da notare che la causa di dissipazione del transistore è dovuta
essenzialmente alla differenza tra la tensione sull’altoparlante e la tensione di
alimentazione (ho scoperto l'acqua calda). Questa osservazione, per quanto banale
possa sembrare, è la pietra miliare che ha portato all’utilizzo nel campo audio degli
amplificatori in classe D. E’ chiaro, sin da ora, che se fossimo in grado di ridurre
questa differenza, saremmo in grado di ridurre anche la dissipazione quindi, a parità
di potenza erogata all’altoparlante, di aumentare l’efficienza dell’amplificatore.
Come aumentare l’efficienza
Innanzitutto per aumentare l’efficienza occorre ridurre la dissipazione dei transistori
di potenza negli stadi finali. Guardando la Figura sopra e considerando che la potenza
dissipata è il prodotto tra tensione ai capi del transistore e corrente che scorre in esso,
si vede subito che per ridurre la dissipazione di potenza occorre ridurre a zero (o al
minimo possibile) la tensione ai capi dei transistori di potenza. Per ottenere questo è
possibile operare in due modi distinti:
(1) fare in modo che la tensione di alimentazione “segua” il più possibile la
tensione sull’altoparlante;
(2) fare in modo che la tensione sull’altoparlante “segua” quanto più possibile la
tensione di alimentazione.
La prima strada ha portato all’invenzione di varie classi di amplificatori (classe G,
classe H, etc.); la seconda ha portato all’utilizzo della tecnologia switching negli
amplificatori audio, dando vita agli amplificatori in classe D.
Ho voluto spiegare, in termini il più possibile elementari, quali sono stati i passi
intellettuali che hanno portato all’idea di utilizzare la tecnologia PWM nel settore
dell’amplificazione audio di potenza, dando così alla luce gli amplificatori in classe
D. L’approccio che mi è parso più naturale, è di adottare l’efficienza energetica come
filo conduttore della discussione, per poter comprendere in maniera intuitiva perché
la soluzione “classe D” è una soluzione ad alta efficienza. Da qui in poi le cose si
complicano un po.
Schema base semplificato di un amplificatore classe D
La figura sotto mostra uno schema semplificato di amplificatore in classe D a semi
ponte ( half bridge) basato sulla modulazione PWM. L'amplificatore si compone di
un modulatore PWM, di due MOSFET di uscita, e di un filtro passa basso esterno
composto dagli elementi LF e CF , i MOSFET a canale N e P fanno fluire la corrente
nel carico collegando il nodo di uscita alternativamente a VDD e GND. Di
conseguenza l'uscita di un amplificatore classe D è un onda quadra ad alta frequenza.
La frequenza di commutazione Fsw per la maggior parte degli amplificatori in classe
D è tipicamente compresa tra 250kHz a 1.5MHz. L'onda quadra in uscita e' un
segnale un modulato in larghezza (pulse width modulation) dal segnale audio in
ingresso. Il segnale PWM è ottenuto confrontando il segnale audio con un segnale
triangolare generato internamente da un oscillatore. Questo tipo di modulazione è
anche spesso definito come "il campionamento naturale", dove l'onda triangolare
agisce come clock di campionamento. Il conseguente duty cyle dell'onda quadra
derivante dal confronto è proporzionale al livello del segnale in ingresso. Quando il
segnale di ingresso non è presente, il duty cycle della forma d'onda di uscita è pari al
50%.
La figura sotto illustra la forma d'onda in uscita risultante in funzione della tensione
di ingresso variabile.
Al fine di estrarre il segnale audio amplificato da questa forma d'onda modulata in
PWM, l'uscita dell'amplificatore in classe D va a un filtro passo basso. Il filtro LC,
formato da LF eCF, agisce come un integratore passivo e ha una frequenza di taglio
almeno un ordine di grandezza inferiore rispetto alla frequenza di commutazione
dello stadio di uscita. Il segnale alla sua uscita è pari al valore medio dell'onda quadra
presente al suo ingresso. Inoltre, il passa basso impedisce che la componente ad alta
frequenza ed alta energia, proveniente dalla commutazione, venga dissipata nel carico
resisto/induttivo costituito dall'altoparlante. Nella ipotesi ché la frequenza fsw e'
molto più grande della massima frequenza del segnale audio in ingresso, si può
dimostrare con complessi passaggi matematici (che vi risparmio) che Vo= Vdd x D
dove D è il duti cycle
Principali cause di distorsione
Ahimè, l’architettura finora descritta ha una forte distorsione intrinseca, i motivi
principali sono:
1. a causa delle imperfezioni nella regolazione della tensione di alimentazione
che si ritrovano inalterate nel segnale di uscita
2. agli inevitabili errori nella determinazione degli istanti di commutazione.
La tensione d’uscita, infatti, è direttamente proporzionale alla tensione di
alimentazione Vdd, ogni instabilità nell’alimentazione si ripercuote direttamente
sull’uscita; in altre parole, le variazioni di Vdd causate, ad esempio, dalla variazione
della corrente sul carico vengono immediatamente tradotte in distorsioni del segnale
in uscita. Anche il ripple residuo, si manifestano in uscita sotto forma di rumori e
ronzii.
Classe D con retroazione
Gli effetti di un disturbo sull’alimentazione si possono attenuare con uno schema in
retroazione come quello sotto che, tra l’altro, può contribuire a compensare altre nonidealità del sistema (resistenza d’uscita non nulla, non idealità della rampa...) Lo
schema con retroazione rende però necessaria un’attenta analisi della stabilità del
circuito, cosa che può risultare tutt’altro che semplice, dato che la catena contiene
elementi fortemente non lineari come il modulatore PWM e i circuiti di
commutazione.
Studiare la linearità e la banda passante in termini di funzione di trasferimento,
infatti, significa, più o meno implicitamente, considerare piccole perturbazioni e
lavorare su un modello linearizzato. Per linearizzare una funzione (anche per
piccolissime variazioni) occorre che tale funzione sia differenziabile. Questo
sicuramente non è il caso del modulatore PWM, che contiene dei comparatori e degli
interruttori che funzionano on/off, almeno per quanto riguarda il modello ideale.
Semplificazioni per i calcoli
La tensione in uscita dello stadio di commutazione, è una tensione impulsiva, per cui
il suo spettro è estremamente esteso in frequenza. La presenza di un filtro passa basso
elimina la maggior parte delle armoniche in alta frequenza.
Si può semplificare notevolmente l’analisi considerando tre ipotesi di base:
1. Un buon filtraggio: il filtro deve ridurre significativamente le armoniche
spurie nell’intorno della frequenza di commutazione e dei suoi multipli.
2. la massima frequenza significativa nello spettro del segnale di ingresso al
PWM deve essere molto minore della frequenza di commutazione fc.
3. la massima frequenza significativa nello spettro della tensione di alimentazione
Vdd deve essere molto minore della frequenza di commutazione.
Se l’amplificatore nel ramo di retroazione avesse un guadagno elevato, una piccola
variazione della tensione d’uscita (in particolare, ad esempio, una debole distorsione
residua ad alta frequenza in uscita dal filtro) potrebbe produrre una forte variazione di
pilotaggio al PWM. Questo farebbe notare effetti inaspettati, quindi è consigliabile
non esagerare con la retroazione. Per quanto riguarda la stabilità nei confronti
dell’alimentazione, il modo in cui un disturbo su Vdd si propaga in uscita è
abbastanza prevedibile, per cui si può cercare di “prevenire”. Utilizzando un partitore
sull’alimentazione VS per controllare l’ampiezza Vp dell’onda triangolare si può
realizzare una regolazione efficace.
Utilizzando un partitore sull’alimentazione Vdd per controllare l’ampiezza dell’onda
triangolare si può realizzare una regolazione efficace. Infatti se, ad esempio, Vdd
diminuisse, questo farebbe diminuire in proporzione l'ampiezza dell'onda triangolare
e, di conseguenza, aumenterebbe il duty-cycle.
In questo modo, quindi, la tensione di uscita è svincolata dalle variazioni della
tensione di alimentazione.
La retroazione, come si è già osservato, migliora anche altre caratteristiche, quindi
può essere il caso di utilizzare, oltre al "controllo in avanti" (controllo
sull'alimentazione), anche una certa quantità di feedback. Con il controllo in avanti si
parte però da una situazione più favorevole, per cui si può più facilmente evitare un
guadagno ad anello aperto troppo elevato, sempre causa di autooscillazioni e
distorsioni indesiderate.
La frequenza di commutazione
Per rendere agevole il filtraggio, è opportuno che la frequenza di commutazione sia
più elevata possibile.
Per migliorare la situazione da questo punto di vista, conviene passare allo schema
successivo. Per migliorare la leggibilità i mosfet sono stati sostituiti da degli
interruttori.
Dallo schema si può ricavare:
Vx=1 se Vi+ > Vt e Vx=0 se Vi+ < Vt con Vi+ = Vb+Vi
Vy=1 se Vi- > Vt e Vx=0 se Vi- < Vt con Vi- = Vb-Vi
Le forme d'onda del circuito sono quelle qua sotto.
I segnali Vi+ e Vi- si devono confrontare con l’onda triangolare Vt. Se Vt è un
segnale che varia tra 0 e Vp, mentre Vi varia tra [-Vp/2;Vp/2] con valor medio nullo,
per avere un’escursione simmetrica occorre scegliere Vb=Vp/2.
A dir la verità dai grafici sopra si capisce ben poco e non si sa cosa guardare, per lo
meno è l'impressione che ho avuto io ad un primo sguardo.
L'unico sistema per comprenderli è semplificarli, assumendo per Vi una ampiezza
costante (una tensione che non varia nell'intervallo in esame per intenderci), una volta
compreso quello che succede con tale semplificazione poi è semplice guardare lo
schema sopra.
In assenza di segnale in ingresso i segnali Vi+ e Vi- sono identici, così come sono
identici Vx e Vy (con duty-cycle al 50%), per cui la tensione tra i terminali di
ingresso del filtro è nulla. Quando la tensione in ingresso è maggiore di zero il dutycycle di Vx aumenta mentre quello di Vy diminuisce in maniera simmetrica.
Viceversa, Quando la tensione in ingresso è minore di zero (semionda negativa) il
duty-cycle di Vx diventa minore del 50% mentre quello di Vy aumenta della stessa
quantità. Gli impulsi in ingresso al filtro d’uscita sono ottenuti per differenza.
Dalla simmetria delle forme d’onda sopra si può dedurre che il periodo di Vu è la
metà del periodo di Vx o di quello di Vy, cioè la frequenza della prima armonica
spuria si sposta a 2fc (mentre gli interruttori commutano a frequenza fc).
In realtà questo secondo grafico non è molto lontano dalla realtà, infatti l'onda
triangolare è almeno 10 volte più alta in frequenza del più alto segnale in ingresso.
Di fatto l'approssimazione ad un segnale continuo di quel tratto interessato in
quell'istante al campionamento non è poi tanto lontano dalla realtà. Dopo questa
descrizione la comprensione dei grafici iniziali sarà sicuramente più semplice.
Altro vantaggio non trascurabile di tale configurazione a ponte intero è che il segnale
PWM in uscita è simmetrico rispetto a massa anche in caso di singola alimentazione,
questo elimina la necessità di disaccoppiare la componente continua. Il
disaccoppiamento della componente continua richiederebbe infatti un componente
(un condensatore in serie al carico o un trasformatore) sicuramente critico. In assenza
di segnale in ingresso, inoltre, l’onda PWM in uscita è nulla. Almeno in teoria: nella
pratica un lieve sfasamento tra le due sezioni del ponte produce una serie di impulsi
ampi quanto lo sfasamento stesso, alternativamente positivi e negativi, comunque
abbastanza stretti da produrre correnti di ripple trascurabili su un carico induttivo. Nel
caso di uscita single-ended, nelle stesse condizioni, il segnale d’uscita è un’onda
quadra con un duty-cycle prossimo al 50%, sempre a valor medio nullo ma
responsabile di un ripple di corrente significativo su un carico non abbastanza
induttivo.
Cause di distorsione
Uno amplificatore ideale in Classe D non presenta distorsioni e nessuna generazione
di rumore nella banda udibile, inoltre ha un'efficienza del 100%.
Lasciamo da parte i sogni e vediamo tutte le cause di distorsione , come mostrato
sopra in un amplificatore reale con le fonti di non linearità che generano distorsioni
e rumore. Le imperfezioni sono causate dalla forma d'onda di commutazione distorta,
le cause sono:
1. Non linearità nel segnale PWM del modulatore a causa della limitata
risoluzione e / o non linearità del segnale ad onda triangolare
2. Errori di temporizzazione aggiunti dai driver di gate,
come il ritardo di commutazione, ton / toff,
3. Caratteristiche indesiderate nel dispositivi di commutazione, come la resistenza
Rdson che non è zero, velocità di commutazione finito o le caratteristiche del diodo
interno.
4. Componenti parassiti che causano ronzio sui sui fronti di salita o discesa
5. Fluttuazioni della tensione di alimentazione che si ripercuote direttamente sul
segnale di uscita.
6. Non linearità del filtro passa-basso.
In generale, i ritardi di commutazione di gate nei mosfet è la causa primaria della non
linearità. Gli errore di temporizzazione sono dovuti al ritardo di commutazione
necessario per non far condurre contemporaneamente il ramo alto e il basso in moda
da non cortocircuitare a massa l'alimentazione, questo tempo morto è il contributo più
significativo di non linearità in una fase del classe D. Una piccola entità di tempo
morto (dead time) valutabile in decine di nano-secondi può facilmente generare più di
1% di THD (Total Harmonic Distortion). E' sempre una preoccupazione primaria, del
progettista, lo studio dei tempi di commutazione accurata . Un piccolo esempio un
ritardo di 80nS porta ad un TDH del 4,1% mentre un ritardo di 15nS comporta un
TDH di 0,18% ultimamente è stato messo in commercio un driver per audio digitale
con controllo dei corti in uscita e dead time programmabile tra 15 e 45nS ecome se
non bastasse con correnti di pilotaggio di gate fino a 1,2A e tensione massima
sopportabile di 200V progettato per
funzionare sia con logica a 3,3V che
con la più vecchia a 5V a questa
famiglia di driver fa parte IRS20124
e suoi simili. Per semplificare la vita
ai progettisti ormai si trovano coppie
di mosfet complementari in unico
contenitore ad aletta isolata ( per
evitare l'isolamento elettrico) in caso
di montaggio di più elementi diversi
sulla stessa aletta. Con geometria di
costruzione studiata per ridurre
l'induttanza parassita a livelli del nH.
Calcolo del passabasso in uscita
Questo paragrafo lo ho inserito perché in rete l'argomento è tralasciato o appena
accennato, non mi metterò a descrivere come funziona un passa-basso, illustrerò
come ottenere i valori di L (LH)e C (CH) avendo come valore noto la resistenza
dell'altoparlante (RL)e la frequenza di taglio (Fc)con un esempio di calcolo.
RH =RL/2
dove RH è la variabile di comodo legata al carico RL in caso di configurazione a
ponte in cui ogni ramo ha la sua bobina e il proprio condensatore verso massa.
Tale sistema è utile in caso di grandi potenze, costruire una bobina di filtro di grande
valore con filo di rame adatto a sopportare le correnti in gioco comporta dimensioni
eccessive, meglio farne due con induttanza dimezzata. Resta inteso che se non si
vogliono raddoppiare i componenti basta non dividere a metà la resistenza di carico.
CH =
1
6,28 Fc √ 2 RH
2 RH
LH = √
6,28 Fc
Fc=
1
6,28 √ 2CH LH
fisso il carico a 8 Ohm e arbitrariamente la frequenza a 25KHz
RH=8/2=4 Ohm
CH =
1
=1,12 uF
6,28∗25000 √ 2∗4
LH =
√ 2∗4
6,28∗25000
=18uH
per CH prendo il valore standard 1uF e calcolo la frequenza di taglio ottenuta
Fc=
1
=26539 Hz
6,28 √ 2∗1∗10−6∗18∗10−6
una frequenza leggermente più alta ma comunque ragionevole rispetto alla frequenza
di commutazione
Classe D "senza filtro"
Detto così sembra un tipo di sigarette, in realtà è una configurazione che tutti noi
teniamo in tasca, è usato in tutto gli stadi amplificatori degli apparecchi portatili in
cui la durata della batteria è un elemento fondamentale, telefono, palmare notepad
netpad e tutti gli apparecchi recenti con uscita audio di bassa potenza, di solito
inferiore al W in cui gli ingombri gli assorbimenti e la generazione di calore sono un
requisito fondamentale. Uno dei principali svantaggi dei tradizionali amplificatori in
classe D è sempre stata la necessità di utilizzare un filtro LC esterno. Questa necessità
non solo aumenta il costo e i requisiti di spazio, ma introduce anche la possibilità di
ulteriori distorsioni a causa delle componenti non lineari del filtro. Fortunatamente,
molti moderni amplificatori in classe D utilizzano avanzati schemi di modulazione
senza filtro o "filterless" per eliminare, o almeno ridurre al minimo, i requisiti del
filtro esterno.
La figura sopra mostra uno scema semplificato di un amplificatore in classe D senza
filtro ( vedi MAX9700). A differenza degli amplificatori tradizionali in PWM e
passabasso, in questo schema ogni semi ponte ha il suo comparatore dedicato, che
permette ad ogni uscita di essere controllata indipendentemente. Il modulatore è
pilotato con un segnale audio differenziale e da un segnale a dente di sega ad alta
frequenza . Quando entrambe le uscite dei comparatori sono basse, le due uscite U+ e
U - sono alte e valgono VDD. Allo stesso tempo, l'uscita della porta NOR va alta,
dato che i suoi ingressi sono entrambi bassi, dopo un tempo di ritardo dato dal
circuito RC formato da RO e CO. Quando questa uscita ritardata supera una
determinata soglia, gli interruttori SW1 e SW2 si chiudono. Questo provoca che i
nodi U+ e U- vanno al valore di GDN e resteranno cosi fino all'inizio del prossimo
periodo di campionamento. Questo schema forza entrambe le uscite ad essere nello
stato ON per un tempo minimo, definito dai valori di RO e CO. Con un ingresso
nullo, le uscite sono in fase tra loro con gli impulsi di larghezza pari a tON(MIN).
Quando il segnale audio ingresso aumenta o decresce, uno dei due comparatori
commuta prima dell'altro. Questo comportamento assieme al tempo minimo
circuitale, porta una uscita con una larghezza di impulso variata mentre la larghezza
dell'impulso dell'altra uscita rimane a tON(MIN). Questo significa che il valore
medio di ogni uscita contiene una versione rettificata a semi onda del segnale audio
in uscita.. Prendendo la differenza tra i valori medi delle uscite si ottiene l'uscita
audio completa.
Piuttosto che dipendere da un filtro esterno LC per estrarre il segnale audio dalla
uscita, gli amplificatori in classe D senza filtro contano sulla induttanza interna
dell'altoparlante e sulla risposta in frequenza dell'orecchio umano per recuperare il
segnale audio. La resistenza (Ru) e di induttanza (Lu) dell'altoparlante formano un
filtro passa basso che ha una frequenza di taglio pari a:
Fc=
1
6,28
Lu
Ru
Con la maggior parte degli altoparlanti questo filtro del primo ordine è sufficiente per
recuperare il segnale audio ed evitare che un'eccessiva quantità di energia di
commutazione ad alta frequenza venga dissipata nella resistenza dell'altoparlante.
Anche se il passaggio di energia residua nell'altoparlante prova un movimento, queste
frequenze sono impercettibile per l'orecchio umano e non pregiudicherà l' ascolto.
Quando si utilizza un amplificatore in classe D senza filtro, l'altoparlante dovrebbe
essere induttivo alla frequenza di commutazione dell'amplificatore per ottenere la
massima capacita di potenza in uscita.
Riduzione dell'EMI
Uno svantaggio della tecnica senza filtro è la possibilità di irradiare EMI dai cavi
dell'altoparlante. Poiché i segnali di uscita di un amplificatore in classe D sono onde
quadre ad altra frequenza con fronti ripidi, lo spettro in frequenza contiene una
grande quantità di energia alla frequenza di commutazione e ai multipli interi della
fondamentale. Senza un filtro di uscita situato vicino al dispositivo, questa energia ad
alta frequenza può essere irradiata dai cavi dell'altoparlante. E' possibile attenuare i
questi problemi di EMI, attraverso un sistema di modulazione noto come
modulazione a spettro diffuso (Spread spectrum modulation).
Questo tipo di modulazione e' ottenuta facendo variare in maniera quasi casuale la
frequenza di commutazione, tipicamente fino a ± 10% del valore nominale. Mentre la
frequenza varia casualmente il duty cycle non è influenzato, preservando in tal modo
i contenuti audio della modulazione. Piuttosto che avere l'energia spettrale
concentrata presso la frequenza di commutazione e le sue armoniche, la modulazione
a spettro diffuso diffonde in modo efficace l'energia spettrale del segnale di uscita. In
altre parole, la quantità totale di energia presente in uscita rimane la stessa, ma il
totale di energia è ridistribuito su una più ampia larghezza di banda. Ciò riduce i
picchi di energia all'uscita, minimizzando quindi la possibilità che EMI possano
essere irradiate da cavi dell'altoparlante. L'eventuale rumore ridistribuito in banda
audio con la modulazione a spettro diffuso è soppresso dalla azione dalla retroazione.
Mentre la modulazione a spettro diffuso migliora significativamente le irradiazioni è
intuibile che i cavi di collegamento ai diffusori devono essere ragionevolmente corti,
altrimenti essi stessi si trasformano in antenne trasmittenti vanificando i benefici
dello spettro diffuso. In molte applicazioni con moderate lunghezze dei cavi l'uso di
ferriti sulle uscite sono sufficienti a compensare l'eccessiva lunghezza.
Con questo per il momento penso di aver detto tutto (o quasi) sull'argomento,
sorvolando volutamente su dimostrazioni e complesse formule matematiche (adatte
più ai matematici che agli hobbisti) che, pur avvalorando quanto detto, avrebbero
appesantito un argomento già di per se complesso.
Dal 2005 anno in cui cominciarono a essere presenti in maniera rilevante tali
amplificatori ad oggi, di progressi ne hanno fatti molti e non è escluso che, dietro
l'angolo, ci siano già ulteriori varianti o migliorie di cui al momento non sono a
conoscenza.
Saluti Amilcare