TVC THOMSON CHASSIS ICC17
Analisi completa dello chassis ICC17, impiegato anche in marche quali Saba,
Nordmende e Telefunken
Prima di iniziare lo studio di questo alimentatore, vogliamo fornire alcune informazioni a
carattere generale che riguardano questo telaio.
Lo chassis Thomson ICC17 ha sostituito i precedenti telai ICC9 e TX92F, impiegati in una
vasta gamma di modelli. Questo chassis è di progettazione abbastanza recente ed è stata
impiegata la migliore tecnologia presente sul mercato, compresi gli ultimi chips al silicio
disponibili per apparecchi televisivi. La possibilità di elaborare i segnali audio-video è
conforme ai principali standard di trasmissione e ricezione Tv nel mondo.
L’ingresso Scart è in grado di accettare qualsiasi segnale sia inserito.
Rispetto ai precedenti chassis, sono stati introdotti dei cambiamenti nei circuiti inerenti
l’alimentatore, il microprocessore, la sezione orizzontale e la sezione di elaborazione
audio.
In standby il consumo di questo apparecchio è inferiore ad 1W ed è conforme alla
legislazione CE. Gli stadi di deflessione orizzontale e verticale sono stati progettati per
pilotare una vasta gamma di cinescopi. I tubi catodici impiegati sono i seguenti: 21” 90° 4:3
Medium Planar; 25” e 28” 110° 4:3 Medium Planar; 24”, 28” e 32” 16:9 Super Flat; 25” e
28” 110° 4:3 Super Flat; 33” 110° 4:3 Medium Planar.
Con i cinescopi tipo Medium Planar fino a 28” si ha un consumo di 35W; il 33” Medium
Planar ha un consumo di 41W, mentre con i cinescopi Super Flat il consumo è di 47W.
L’alta tensione può variare da 28,5 a 29,5KV e la massima corrente di raggio può essere
compresa da 1,2 a 1,65mA, secondo il genere di tubo catodico impiegato.
L’elaborazione audio può essere mono, stereo, con Virtual Dolby o Dolby Pro Logic,
dipende dal modello dell’apparecchio. Le caratteristiche audio sono: 10W RMS per il
mono; 10+10W per lo stereo e per il Virtual Dolby; 10+10+10+10W RMS per il Dolby Pro
Logic.
Per quanto riguarda il Tuner, è impiegato il tipo a sintesi di frequenza.
Come gli chassis precedenti, quasi tutte le regolazioni sono effettuate con l’ausilio del
telecomando, previo ingresso in modalità Service.
Quasi tutti gli chassis includono sistemi multi standard PAL, Secam e NTSC; frequenza di
Rete 50/60Hz; una o più prese Scart; presa cuffia da 3,5mm con commutazione
(esclusione) degli altoparlanti e Televideo con 8 pagine ritenute in memoria.
Alcune caratteristiche particolari sono: l’installazione automatica; un sistema di
navigazione a menu sullo schermo che guida l’utente nelle varie procedure di ricerca;
nomina automatica della stazione ricevuta per mezzo di sistemi quali il PDC, il CNI o
codici text inviati dalla stazione trasmittente; selezione di 16 diverse nazioni dove
l’apparecchio può essere installato; menu di scelta con 14 lingue a disposizione; funzione
blocco bambino (child lock); menu sistema Hotel; controllo sharpness per una migliore
definizione delle immagini; orologio programmabile per diverse funzioni e calendario;
limitazione automatica del volume; elaborazione video migliorata in diversi aspetti.
Alimentatore: informazioni di base
L’alimentatore impiegato in questo chassis ICC17 è denominato “Flyback Converter”.
La sua caratteristica principale è quella di avere tre periodi di lavoro durante ogni ciclo di
operazione: la prima fase è inerente il periodo “Forward”, la seconda fase è caratterizzata
dal “Flyback” e la terza fase è relativa al periodo chiamato “Oscillation”.
Durante il primo periodo “Forward”, il transistor switching è mandato in saturazione (On).
In questo modo la corrente che circola sul lato primario del trasformatore switching
aumenta di valore, sviluppando nel suo nucleo un forte campo magnetico. In questa fase
delle operazioni non si ha circolazione di corrente sugli avvolgimenti secondari del
trasformatore.
Nel periodo seguente di “Flyback”, il transistor switching è mandato in interdizione (Off).
Di conseguenza, la corrente che circola nell’avvolgimento primario del trasformatore
smette di circolare ed il campo magnetico presente nel nucleo comincia a collassare.
Questa situazione di “collasso”, induce una corrente sugli avvolgimenti secondari del
trasformatore. I diodi raddrizzatori presenti su questi avvolgimenti, vanno a caricare i loro
rispettivi condensatori elettrolitici.
Il ritardo tra la fine del periodo di “Flyback” e l’inizio del nuovo periodo “Forward” è definito
come periodo “Oscillation”, una sorta di sospensione e di esitazione nel passare al nuovo
ciclo di lavoro. Durante questa fase la corrente non circola né sul lato primario, né sul lato
secondario del trasformatore switching.
Un problema pratico che a volte può sorgere, tra le fasi di Flayback e Forward, è
l’interferenza del transistor switching. Questo problema può essere superato inserendo
una rete smorzatrice sul lato primario e sul lato secondario del trasformatore switching.
I parametri di lavoro del transistor switching, durante le fasi di passaggio Off e On, sono
abbastanza critici da tenere sotto controllo. Infatti è in questi frangenti che, se tutto non
funziona perfettamente, il transistor può andare in corto. Al contrario, quando è nello stato
di conduzione, il transistor è più affidabile nel funzionamento.
Un altro fattore da prendere in considerazione è la velocità di commutazione dei diodi posti
sul lato secondario del trasformatore switching e la caduta di tensione sui diodi stessi.
I fattori principali che devono essere presi in considerazione quando si progetta un circuito
con transistor switching sono: le dispersioni che si presentano quando il transistor è
commutato in On al principio della fase Forward; il tempo che occorre al transistor per
commutare in modalità Off; il picco di tensione che si sviluppa sul transistor all’inizio della
fase di Flyback; il periodo Oscillation che si presenta alla fine della fase di Flyback.
Molti di questi fattori vengono affrontati e risolti in modo efficace impiegando un sistema
denominato ZVS (Zero Voltage Switching).
Il punto determinante è che la tensione ai capi del transistor switching dovrebbe essere il
più vicino possibile al valore zero, quando si ha la commutazione On del semiconduttore.
Questo fatto porta ad una considerevole riduzione di perdita di energia, dando a tutto il
circuito più efficienza, stabilità e durata nel tempo. In questo modo si ha una riduzione di
dissipazione nel transistor e la frequenza di lavoro dell’alimentatore può essere
aumentata. Inoltre, le dimensioni del trasformatore switching possono essere diminuite
senza avere perdita di potenza in uscita.
Per ottenere una tensione pari a zero sul transistor switching, il numero dei giri degli
avvolgimenti posti sul primario e sul lato secondario del trasformatore switching, sono stati
accuratamente calcolati. Il numero di giri delle spire sul lato primario è stato aumentato,
mentre quelli sul lato secondario sono stati diminuiti. Alterando questo rapporto tra gli
avvolgimenti posti sul primario e sul secondario, si otterrà che la tensione ai capi del lato
primario scenderà ad un valore negativo durante la fase Oscillation, creando le migliori
condizioni per ottenere il valore zero ai capi del transistor switching, all’inizio della nuova
fase Forward del nuovo ciclo.
Questo fatto comporta un’accurata rilevazione e controllo del punto nel quale avviene la
commutazione On del transistor stesso. Da notare però che questo aumento
dell’avvolgimento primario del trasformatore determina, durante la fase di Flyback del ciclo
(Off), un aumento considerevole della tensione presente ai capi del transistor switching.
Principi del circuito denominato FROSIN
L’alimentatore presente in questo chassis, impiega il circuito denominato FROSIN (FRee
Oscillating Safe INtelligent). Si tratta di un circuito ad alta affidabilità, ormai testato anche
sugli chassis VCR R5000 Hi-Fi e sugli chassis Tv TX807 e TX92.
Nei primi circuiti FROSIN, la progettazione del convertitore di Flyback era un
compromesso tra lo ZVS (Zero Voltage Switching) e la tensione più alta che si sviluppa ai
capi del transistor switching durante la fase di Flyback.
Il circuito impiegato in questo chassis ICC17 si può definire come il vero sistema ZVS.
In ogni sistema dove è presente un’elevata potenza e un’elevata frequenza di lavoro, è
importante progettare il circuito in modo che sia controllato il forte picco tensione che si
sviluppa sul transistor di commutazione durante la fase Off del ciclo.
Ma, durante la fase di Flyback, ci sono altri fattori critici da prendere in considerazione
riguardo il transistor switching. Prendiamo un caso un po’ estremo, ma reale per alcuni
Paesi Europei: se la tensione alternata di ingresso è pari a 264V, con una potenza di
250W, avremo un picco di tensione pari a 1200V ai capi del transistor switching.
Occorrerà quindi inserire un transistor che abbia caratteristiche di valore superiore a
1500V per la Vce.
Lo sforzo sostenuto dai progettisti per creare questo circuito FROSIN, è stato ripagato
ottenendo i seguenti vantaggi: basso costo dell’alimentatore; alta efficienza di tutto il
sistema; alta frequenza di lavoro del Power Supply (fino a 100KHz a 250W); una rete
snubber (smorzatrice) a consumo zero.
Eccetto per una coppia di comparatori di tensione, il materiale impiegato è composto da
componenti discreti.
Ulteriori informazioni
In questo chassis che stiamo esaminando, si può notare come l’alimentatore sia composto
da due parte distinte. Una è relativa alla tensione di Standby (Ustby) e l’altra è quella
relativa alle varie uscite di tensione che vanno ad alimentare i vari stadi dell’apparecchio
quando entra in funzione. Le due sezioni dell’alimentatore non sono del tutto indipendenti
tra di loro. La ragione principale per cui la Thomson ha impiegato questo genere di
schematica, è quella relativa alle norme CE, le quali richiedono, per lo stato di Standby del
televisore, un consumo di energia inferiore a 1W.
All’uscita dell’alimentatore principale disponiamo di 35 - 47W (dipende dalle richieste dei
circuiti di deflessione), più 4x10W audio. Il Power Supply è stato progettato per lavorare
con tensioni alternate di ingresso che spaziano da 190V a 264V. La massima energia di
consumo prelevata dalla rete elettrica è di circa 145W, con picchi fino a 250W.
Il circuito Standby dell’alimentatore
Il ponte raddrizzatore di questa sezione (Fig.1, parte superiore dello schema) è composto
dai diodi DP16, DP17, DP18 e DP19, ed è accoppiato capacitivamente al circuito di
ingresso alternato per mezzo dei due condensatori CP16 e CP17 (470nF - 275V∼).
Con questo metodo si intende limitare il consumo a meno di 500mW. All’uscita del ponte
raddrizzatore è presente una resistenza limitatrice RP20 (470Ω - 0,25w), cui fa seguito una
coppia di condensatori elettrolitici, CP24 (4,7µF - 50V) e CP26 (100µF - 50V) che
provvedono a livellare le tensioni.
In parallelo a questi elettrolitici sono presenti due diodi zener: il DP21 e il DP22, i quali
provvedono a stabilizzare rispettivamente la tensione di 39V e la tensione di 5,6V.
Lo zener DP20 (51V) è impiegato come protezione per un’eventuale sovratensione.
La tensione 39V è applicata al transistor switching TP21 (BF423), il quale ha il collettore
connesso sul pin 4 del trasformatore switching LP20. La tensione 5,6V alimenta il doppio
comparatore di tensione IP20 inglobato in un singolo chip ed anche l’optoisolatore IP50.
Il transistor TP21 è pilotato in base da una frequenza di circa 65KHz, per mezzo di
un’onda quadra asimmetrica generata da una sezione del chip IP20. Il ciclo di lavoro di
questo circuito è stabilito in 3:1, cioè il tempo di commutazione del TP21 risulta
approssivamente essere di 4µsec.
L’ingresso non invertente dell’IP20a (pin 3), è connesso ad una rete composta dalle due
resistenze RP26 e RP27; un capo della RP26 è alimentato dal 5,6V. In questo circuito è
presente anche una resistenza di controreazione RP25. L’ingresso invertente (pin 2) è
connesso ad un circuito a costante di tempo, composto dal condensatore CP23, dalle due
resistenze RP23 e RP24 e dal diodo DP24. In particolar modo, il condensatore CP23
(150pF) provvede, tramite la sua carica e scarica, a creare la frequenza dell’onda quadra
disponibile sull’uscita pin 1 dell’IP20a. L’uscita è accoppiata alla base del TP21 per mezzo
del CP22 e della RP22.
Il condensatore CP20 (220pF) funziona da capacità “snubber” (smorzatrice). Questo
condensatore aiuta anche a ridurre le interferenze prodotte da segnali VHF-UHF deboli.
Osservando il lato secondario di questo circuito (Fig.2, parte superiore dello schema),
notiamo la presenza di un altro ponte raddrizzatore composto dai diodi DP60, DP61, DP62
e DP63, il quale raddrizza la tensione presente sull’avvolgimento secondario del
trasformatore LP20. Il condensatore CP23 (100µF - 25V) livella questa tensione.
In questo modo abbiamo a disposizione la tensione denominata Ustby (circa 7V), la quale
alimenta il led posto all’interno del dispositivo optoisolatore IP50; il circuito di
commutazione standby associato al transistor TP67; il circuito ricevitore infrarossi che
rivela i segnali provenienti dal telecomando; il led di standby frontale e il keyboard
comandi per il cambio di programma (Pr+ Pr-).
Questa tensione Ustby non alimenta in modo diretto il microprocessore di controllo.
Il microPc è alimentato dalla tensione +5Vup che si forma attraverso un apposito circuito
denominato “wake-up”.
Sezione primaria dell’alimentatore
L’alimentatore principale e il Power Supply inerente la sezione di standby, sono stati
progettati in due differenti sezioni.
Sono stati introdotti anche sofisticati sistemi di filtraggio e nuovi fattori di correzione per
minimizzare la nascita di possibili interferenze. In particolare, tutto l’alimentatore è stato
progettato in modo tale che ci sia una drastica riduzione delle interferenze simmetriche e
asimmetriche generate dal circuito switching di alimentazione, le quali potrebbero
riversarsi negativamente sull’alimentazione alternata di rete. Naturalmente sono state
prese tutte le precauzioni del caso per quanto riguarda le interferenze e i vari disturbi che
dall’esterno possono entrare nel ricevitore.
Il ponte raddrizzatore è composto dai quattro diodi DP01, DP02, DP03 e DP04.
La componente continua presente all’uscita del ponte di diodi, è livellata dal condensatore
elettrolitico CP10 (150µF - 385V o 220µF - 400V secondo il genere di modello del Tv).
La RP04 (2,7Ω - 4,5W) è la resistenza limitatrice. Le sei resistenze in serie RP01, RP06,
RP16, RP17, RP18 e RP78 (tutte da 470KΩ), provvedono a scaricare il condensatore
CP10. Il trasformatore switching LP50 è costruito con una nuova tecnologia.
Il transistor switching TP50 è siglato BUH516TH16; per gli apparecchi che impiegano
cinescopi da 21” tipo Medium Planar, il transistor è un S2000N.
L’optoisolatore IP50, già visto nel precedente articolo, provvede a regolare la sezione
primaria dell’alimentatore secondo le informazioni ricevute dal secondario del Power
Supply. Con l’uso dell’optoaccoppiatore si interviene sul lato primario dell’alimentatore
anche per assicurare che quest’ultimo rimanga inattivo fino a quando questa condizione è
voluta (forniremo ulteriori informazioni in seguito su questo argomento).
L’optoisolatore è alimentato dalla tensione 5,6V e dalla tensione Ustby.
Per quanto riguarda il pilotaggio di base del transistor switching TP50, è conveniente
dividere in due sezioni l’argomento. La prima parte è inerente la tensione di mantenimento
proveniente dal trasformatore LP50, dal diodo DP41 e dal condensatore CP41. Tramite il
transistor TP44 e la speciale bobina LP44, arriva l’impulso di pilotaggio sulla base del
TP50. In secondo luogo è presente un circuito di cut-off che controlla il pilotaggio di base e
protegge il transistor TP50. In questa sezione, il transistor TP59 monitorizza diversi punti
del circuito e funziona come dispositivo di sicurezza, mentre il transistor TP42 controlla la
commutazione del TP50.
Fase positiva del pilotaggio di base
Questa sezione dell’alimentatore è composta da un nuovo circuito sviluppato attorno alla
bobina LP44. Questa nuova disposizione circuitale provvede a fornire impulsi positivi e
negativi di commutazione, sulla base del TP50.
Quando il transistor pilota TP44 è in saturazione (On), la tensione presente ai capi del
condensatore CP41 è applicata direttamente sulla base del transistor switching TP50,
attraverso la bobina LP44. Le principali caratteristiche del transistor TP50 sono le
prestazioni riguardo la tensione presente tra collettore ed emettitore e la velocità con cui si
può commutare il semiconduttore stesso. Quando il TP50 va in saturazione (On), la
corrente circola nell’avvolgimento primario del trasformatore LP50 (pin 15 - 21).
Nello stesso momento, per induzione, si generano due tensioni, una positiva e l’altra
negativa, sugli avvolgimenti che fanno capo ai pin 19, 17 e 18. La tensione positiva è
presente sul catodo del diodo DP41, la quale carica il condensatore CP41. Questa
tensione è applicata all’emettitore del TP44. La tensione negativa è presente sul catodo
del diodo zener DP44 e sulla base del TP44; questo assicura che il transistor rimanga in
saturazione. Con il transistor TP50 posto in fase On, la corrente continua a circolare
sull’avvolgimento primario del trasformatore LP50 e la caduta di tensione presente ai capi
della resistenza RP49 (0,47Ω - 2,5w) aumenta in modo proporzionale. Questa tensione
carica il condensatore CP59 tramite la resistenza RP59, provvedendo a polarizzare
correttamente il transistor TP59.
Circuito di Cut-Off
La base del transistor TP59 è connessa a vari punti dello stadio alimentatore, i quali
influiscono direttamente sulla carica del condensatore CP59.
Le connessioni sono le seguenti:
1 - La tensione di regolazione proveniente dall’optoisolatore IP50 tramite la resistenza
RP38.
2 - La tensione negativa denominata “soft-start” proveniente dal condensatore CP52,
tramite la RP53.
3 - La tensione di compensazione proveniente dal CP54 tramite la RP55.
4 - La tensione di feedback proveniente dal pin 18 dell’LP50, tramite la RP56 e i diodi
DP56 e DP57 (circuito FROSIN).
5 - Un impulso di partenza proveniente sempre dal pin 18 dell’LP50, tramite la RP57 e il
condensatore CP57.
6 - Il circuito di protezione per le sovratensioni proveniente dalla resistenza RP98.
Se la tensione presente sulla base del TP59 eccede il valore di 0,7V il transistor andrà in
conduzione. Di conseguenza la tensione presente sulla base del TP42 scenderà di valore:
anche questo transistor andrà in saturazione, cortocircuitando l’emettitore e la base del
transistor pilota TP44, il quale andrà in interdizione.
Fase negativa del pilotaggio di base
Quando il transistor pilota TP44 va in interdizione, il pilotaggio proveniente dal CP41 verso
la base del TP50, viene interrotto. Questa interruzione di corrente, produce un’inversione
della forza elettromotrice indotta nella bobina LP44. Come risultato abbiamo una corrente
che si dirige verso due rami circuitali, i quali hanno origine dal pin 1 centrale della bobina
LP44. Il primo ramo è composto dai diodi DP47 e DP48, dal condensatore CP47 e dal
diodo DP46 che si connette al pin 5 della bobina LP44. La direzione della corrente
attraverso il CP47 produce, rispetto alla massa del lato primario, una tensione negativa.
Il secondo ramo è composto dai diodi DP47 e DP48, seguìto dalla giunzione emettitorebase del TP50 connesso sul pin 3 della bobina LP44. Le resistenze RP40 e RP48 sono
poste in parallelo a quest’ultimo ramo.
Quando il campo magnetico della LP44 collassa, il mutuo accoppiamento degli
avvolgimenti della bobina e la sua costruzione caratteristica, producono un incremento
della corrente negativa tra emettitore e base del TP50. I due diodi DP43 e DP45, posti in
parallelo alla giunzione base-emettitore del TP50, limitano la tensione negativa, presente
tra la giunzione, a -4V. Da notare che questi due diodi connessi tra di loro in serie, sono di
tipo speciale (RGP02-20) e provvedono a creare una caduta di tensione di circa 2V.
I diodi sono disponibili alla Nedis con codice d’ordine RGP02-20E-GI.
Il risultato di tutto questo lavoro, è che il transistor switching TP50 va in interdizione (Off).
La tensione presente sul collettore comincia ad aumentare, ma il condensatore snubber
CP49 (3,3nF - 1600V) limita questo aumento a circa 1000V. La tensione negativa
presente ai capi del condensatore CP47 assicura che il TP50 sia mantenuto in fase Off.
E’ a questo punto che l’energia immagazzinata nel nucleo di ferrite del trasformatore
switching LP50, viene trasferita sugli avvolgimenti secondari, ed anche all’avvolgimento di
controllo primario che produce un’uscita positiva al pin 18. Questo impulso è raddrizzato
dai diodi DP56 e DP57 ed applicato alla base del TP59 attraverso la RP56. La tensione
presente al pin 18 è applicata anche alla base del TP44, per mezzo della RP44 e dello
zener DP44 (3,9V). In questo modo è assicurato che il TP59 rimanga in conduzione e il
TP44 in interdizione.
Il circuito FROSIN
L’idea di questo sistema è quella di assicurare che il transistor switching TP50 non entri in
fase On (conduzione) fino a quando sul suo collettore non sia presente una “tensione
zero”. In altre parole, il transistor non deve commutare in On fino a quando tutta l’energia
presente sul trasformatore LP50 non sia stata trasferita sugli avvolgimenti secondari, e la
fase oscillatoria che è presente sull’avvolgimento primario dell’LP50 e sul condensatore
snubber CP49 non sia stata completata (e quindi esaurita).
E’ presente un altro condensatore snubber, il CP81, posto ai capi del diodo DP80 sul lato
secondario del Power Supply, uscita Usys di alimentazione principale dell’apparecchio (da
126V a 138V secondo il genere di cinescopio impiegato). Questi tipi di condensatori
limitano i picchi di tensione che si formano sugli avvolgimenti del trasformatore LP50 ed
hanno anche effetto sulla fase oscillatoria e sul ciclo delle operazioni inerente il circuito
FROSIN.
Durante la fase oscillatoria, la corrente indotta nell’avvolgimento presente tra i pin 17 e 18
dell’LP50, assicura che il TP59 rimanga in fase di conduzione. Quando la tensione al pin
18 diventa di valore negativo, il TP59 è commutato in Off (interdizione). Di conseguenza il
transistor pilota TP44 va nuovamente in conduzione, innescando una nuova fase Forward
del ciclo di commutazione del transistor TP50.
Protezione contro le sovratensioni
Mentre il circuito switching adottato in questo chassis è abbastanza elaborato e
complesso, il circuito di protezione che lavora per proteggere i vari stadi dell’apparecchio
da indesiderati aumenti di tensione presenti sul lato secondario dell’alimentatore, è
relativamente semplice.
Se le tensioni sugli avvolgimenti secondari dell’LP50 aumentano di valore a causa di un
guasto nel circuito di regolazione, la corrente positiva indotta nell’avvolgimento primario
17-18 aumenta di valore. Qui è presente il diodo DP58 e il condensatore elettrolitico CP58.
Se la tensione ai capi di quest’ultimo elettrolitico supera il valore di 19V, il diodo zener
DP59 (18V) andrà in conduzione. Il risultato sarà che i transistor TP58 e TP57 (tipo
“digitale”) andranno in conduzione. Questi transistor sono connessi in una configurazione
a Thyristore e lavorano insieme.
La tensione presente ai capi del CP58 viene così applicata sulla base del TP59 (transistor
di monitoraggio), tramite la RP98. Questa tensione abbastanza elevata mantiene il
transistor in conduzione e il circuito switching dell’alimentatore commuterà in fase Off.
Tramite il diodo DP53 (1N4148) viene inviata una tensione di 5,6V proveniente dal lato
primario della sezione di standby, a questo circuito di protezione, il quale rimane attivo fino
a quando il televisore non sarà sconnesso dalla rete elettrica.
Tensioni sul lato secondario del Power Supply
Gli avvolgimenti secondari del trasformatore switching LP50, sviluppano le principali
tensioni di alimentazione richieste dai vari stadi dell’apparecchio.
Le tensioni disponibili sono le seguenti:
1 - Tensione 200V denominata Uvideo. L’avvolgimento per generare questa tensione è
posto tra i pin 5-6, con il diodo DP82 e il condensatore elettrolitico CP82. Questa tensione
è impiegata per alimentare il circuito integrato finale colore IB01 posto sulla basetta del
cinescopio.
2 - Tensione Usys che alimenta lo stadio finale di riga. Questa tensione varia secondo il
genere di cinescopio impiegato ed è selezionabile, in via di costruzione dell’apparecchio,
tramite alcuni ponticelli presenti sulle apposite uscite dell’LP50. Infatti nell’avvolgimento 54 otteniamo 126V, tra il 5-3 otteniamo 132V e tra il 5-2 abbiamo 138V. Lo schema elettrico
presente in Antonelliana Vol.84, pag.224, fornisce un elenco dei cinescopi impiegati e le
relative tensioni di alimentazione selezionabili tramite gli appositi jumper.
Il diodo raddrizzatore è il DP80 e l’elettrolitico di livellamento è il CP80.
3 - Tensione 33V per alimentare i sistemi di sintonia. Questa tensione trae origine dalla
Usys vista in precedenza, per mezzo delle due resistenze RP80 e RP79 poste in serie, in
associazione al diodo zener stabilizzatore 33V DH01.
4 - Tensione 30V (o 33V secondo il modello impiegato) denominata +UA. Questa tensione
alimenta principalmente lo stadio audio ed è ottenuta dall’avvolgimento 8-9. Il diodo
raddrizzatore è il DP84 e l’elettrolitico di livellamento è il CP84. Questa tensione alimenta
anche il regolatore 12V IP87, il quale fornisce tensione al vicino IP95 (TDA8139) che
lavora come doppio stabilizzatore di tensione +5V e +8V; ma di questo circuito parleremo
dettagliatamente in un prossimo articolo.
5 - Tensione 12V denominata Utimer. Questa tensione è ottenuta dall’avvolgimento 5-7
tramite il diodo DP93 e il condensatore di livellamento CP93. La tensione 12V è impiegata
anche dal regolatore IP95 visto in precedenza, per generare il +5Vup impiegato
principalmente per alimentare il microprocessore di controllo IR01 e il chip processore
audio IS40. Dall’IP95 otteniamo anche il +8V impiegato in vari stadi del Tv, ma in
particolar modo dal chip processore video/deflessione IV01. All’uscita dell’IP95 è presente
anche un impulso di Reset per il chip microprocessore.
I condensatori ceramici di basso valore (100pF e 330pF) presenti in parallelo ai diodi
rettificatori DP82, DP84 e DP93, riducono le interferenze generate dai diodi quando sono
in fase di conduzione. Il condensatore CP81, posto in parallelo al diodo DP80, funziona
come capacità snubber (smorzatrice) sul lato secondario del Power Supply, come
menzionato in precedenza. Le perline in ferrite LP80, LP82, LP84 e LP93, spesso presenti
in questi stadi, servono a ridurre disturbi ed interferenze. I condensatori CP92 e CP95
sono impiegati per ridurre al minimo strane interferenze video che si possono presentare
quando i segnali VHF/UHF sono di debole intensità.
Circuito regolatore
Questa importante sezione dell’alimentatore è composta dal diodo zener programmabile
IP61 (TL431ACZ), il quale monitorizza la tensione Usys per mezzo della rete di resistenze
RL65 (il cui valore dipende dal genere di cinescopio impiegato), RP63, il trimmer PP64 e
la resistenza RP64. Il diodo IP61 va a controllare il diodo presente nell’optoisolatore IP50
e quindi va ad influire sulla base del transistor TP59.
Il diodo zener IP61 lavora comparando la tensione che arriva al suo pin di riferimento
(ingresso laterale dell’anodo), con la sua tensione interna stabilizzata. Con questa
configurazione circuitale, se la tensione di monitoraggio scende sotto i 2,5V la tensione sul
catodo del diodo led posto nell’IP50 aumenterà di valore, e viceversa, andando a regolare
la sezione primaria del Power Supply.
Uscite a bassa tensione
Le tensioni +5Vup e +8V derivano dalle tensioni denominate +UA o Utimer, come
menzionato nell’articolo precedente.
All’accensione dell’apparecchio, queste due tensioni sono ricavate dalla tensione +UA
(30V); quando l’alimentatore comincia a funzionare a pieno regime, le stesse tensioni
traggono origine dalla tensione 12V denominata Utimer.
All’inizio del primo ciclo di lavoro dell’alimentatore (timer mode), le tensioni presenti sul
lato secondario del Power Supply hanno tutte un valore approssimativo del 50 per cento
del loro valore nominale. Questo significa che la tensione Utimer è troppo bassa per
essere in grado di alimentare l’integrato regolatore IP95.
In questo primo ciclo di lavoro, l’IP95 è alimentato dalla tensione +UA per mezzo del
regolatore 12V IP87. Sempre in questa prima fase, la tensione d’ingresso dell’IP87 è
insufficiente per il regolare funzionamento dello stesso integrato regolatore: quest’ultimo si
comporta solo come un “parziale” regolatore che alimenta l’IP95. Il diodo DP87, nella sua
disposizione circuitale, interrompe l’alimentazione all’IP95 una volta che la Utimer 12V è
arrivata al pieno regime di lavoro.
Durante la fase seguente, denominata di avvio, le tensioni presenti sul lato secondario
salgono al 75 per cento del loro valore nominale. La tensione +UA continua ad essere la
sola sorgente di tensione per l’integrato IP95.
Quando l’apparecchio arriva alla sua completa fase operativa, tutte le tensioni presenti sul
lato secondario dell’alimentatore si dispongono al loro corretto valore nominale.
A questo punto l’IP95 è alimentato dalla tensione proveniente dall’uscita Utimer 12V.
Ora la tensione +8V (pin 8 dell’IP95) è commutata in On dal microprocessore IR01, il
quale invia un comando logico a livello alto sul pin 4 dell’IP95 (comando PO).
Il chip IP95 è un regolatore programmabile, infatti la sua uscita 8V è determinata dal
preciso valore delle resistenze RP97 (2740Ω) e RP99 (1210Ω).
L’elettrolitico CP97 (10µF) livella questa tensione di alimentazione +8V.
Durante il normale funzionamento dell’apparecchio il diodo DP87 è polarizzato
inversamente, così da non permettere che nessun valore di tensione provenga dalla
sorgente +UA.
In questo circuito di alimentazione +8V è compreso un circuito di protezione contro le
sovratensioni, il quale monitorizza la tensione 12V Utimer nel caso si presenti un guasto al
regolatore 12V IP87. Il circuito di protezione è composto dal diodo zener DP94 (13V) e
dalla resistenza RP94. Questi due componenti sono disposti in serie tra i pin 1-2 e 7
dell’IP95. Se la tensione presente ai capi dello zener DP94 supera il valore di 13V, la
tensione +8V verrà commutata in fase Off all’interno dell’integrato. Venendo a mancare
questa tensione, l’alimentatore si porrà inizialmente alla fase denominata “timer mode” e
poi andrà in standby.
Modalità Standby
Nelle normali condizioni di lavoro, l’optoisolatore IP50 provvede a regolare la sezione
primaria del Power Supply. L’IP50 può essere anche impiegato per commutare
l’apparecchio in standby.
Il controllo di questo standby è affidato al transistor TP67, il quale ha il collettore collegato
direttamente sul catodo del diodo led presente all’interno dell’optoisolatore.
In modalità standby, il TP67 è polarizzato direttamente dalle due resistenze RP68 e RP69,
per mezzo della tensione Ustby. Il transistor entra in conduzione, cortocircuitando
direttamente il diodo zener regolatore IP61. In queste condizioni si ha la massima
circolazione di corrente all’interno dell’optoisolatore. Il transistor TP59, posto sul lato
primario del Power Supply va in saturazione e, di conseguenza, l’alimentatore smette di
funzionare, passando in modalità standby. Per uscire da questo stato, occorre mandare in
interdizione il TP67, permettendo così il riavvio dell’apparecchio.
Il circuito “Wake Up”
Alla fine del primo articolo inerente questo alimentatore (Display Sat n°136, pag.56),
abbiamo accennato a questa soluzione circuitale, adottata in vista di una riduzione di
consumo dell’apparecchio in fase di standby. E’ questa la ragione per cui il
microprocessore di controllo IR01 non è alimentato in modo diretto dalla tensione Ustby.
Quindi, con questo metodo, non è possibile impiegare il microprocessore come elemento
di partenza per togliere l’apparecchio dallo standby.
Dunque occorre trovare un altro modo per accendere il televisore dalla condizione di
attesa. Il circuito di “wake up” (lett. svegliarsi) è stato appositamente studiato per
controllare e comandare l’avvio dell’alimentatore e quindi la partenza dell’apparecchio.
La tensione Ustby (circa 7,1V in modo standby) è diminuita a +5V e va ad alimentare il
diodo Led di standby GE01 (si tratta di un doppio diodo verde e rosso); questa tensione
alimenta anche il ricevitore infrarossi GK01. Per mezzo dei pulsanti P+ e P- presenti sul
keyboard frontale, insieme alle due resistenze RR05 e RR06, si ottiene una variazione che
va ad influire sulla linea di comando STBY ON del microprocessore.
Questa linea di comando STBY ON cambia il suo stato logico da “basso” ad “alto”, nelle
seguenti condizioni: se è premuto il pulsante P+ o P- sul keyboard; se il ricevitore
infrarossi GK01 riceve l’apposito comando dall’esterno; se il pin 8 della presa Scart AV1
oppure AV2 riceve un livello di tensione “alto” (da 8 a 12V).
Naturalmente sono associati a questo lavoro altri componenti, quali la resistenza RR21 e il
diodo DR21, i quali interagiscono anche loro con i pulsanti P+ e P-.
Un altro elemento importante è il condensatore CR22, il quale interagisce con il segnale IR
ricevuto.
Per il rilevamento della tensione sul pin 8 della presa scart, sono state predisposte le due
resistenze RR52 e RR53 insieme al diodo DR23.
Lo stato logico “alto” su questa linea di comando chiamata STBY ON, determina la
conduzione del transistor TP71, il quale pone in interdizione il vicino transistor TP67 e la
conseguente scarica del condensatore elettrolitico CP69.
L’optoisolatore IP50 si adegua al nuovo stato, permettendo l’avvio dell’alimentatore e
quindi l’uscita dalla condizione di standby.
Il transistor “digitale” TP72 è connesso in parallelo al transistor TP71: questo assicura che
il condensatore CP69 sia scaricato completamente. I due condensatori CP72 e CP73 sono
collegati sulla base del TP72. Le loro funzioni sono quelle di garantire che il
microprocessore IR01 abbia un tempo sufficiente per prendere il controllo della linea
STBY ON. In modo particolare è il CP72 (10µF) che risulta importante quando
l’apparecchio è posto in fase ON, cioè quando viene tolto dalla situazione di standby.
Il CP72 assicura che l’alimentatore rimanga nella prima fase iniziale di lavoro (timer mode)
fino a che il microprocessore IR01 abbia verificato che il comando di avvio On è valido
oppure no. Se, dopo avere controllato i segnali provenienti dal telecomando e i dati
immagazzinati nella Eeprom, il comando risulta falso, l’apparecchio si pone nuovamente in
standby dopo otto secondi.
L’emettitore del fototransistor presente all’interno dell’IP50, è collegato anche all’ingresso
invertente del comparatore di tensione IP20b (pin 6). In origine, questa connessione era
effettuata tramite la RP35, poi fu sostituita da un accoppiamento RC, con il CP35 e la
RP36. L’ingresso non invertente (pin 5) del comparatore è polarizzato tramite le due
resistenze RP30 e RP31. Così, nel momento in cui l’optoisolatore permette l’avvio
dell’apparecchio (uscita dallo standby), il comparatore di tensione rileva uno
sbilanciamento ai suoi ingressi (pin 6 e 5). L’uscita al pin 7 sale a 5,6V (la tensione di
alimentazione presente al pin 8 del chip comparatore). Questa tensione si pone ai capi del
CP41, attraverso l’azione del diodo DP39 e della resistenza RP41 (220Ω o 100Ω secondo
il genere di alimentatore impiegato).
Quando il TP67 è posto in interdizione, lo zener regolatore IP61 comincia a lavorare
correttamente, ma non in modo immediato. Sul circuito regolatore è presente il diodo
DP70, il quale ha il catodo connesso sulle due resistenze RP62 e RP63, insieme al
trimmer PP64. L’anodo del DP70, per mezzo della RP70, è connesso ad un circuito
rilevatore di soglia di cui un ramo fa capo il TP75 e l’altro il TP82.
Timer Mode
Il primo ciclo di avvio dell’alimentatore è definito “timer mode”.
Una volta che la sezione primaria del Power Supply è stata avviata, si entra nella fase On
di lavoro: le tensioni sul lato secondario dell’alimentatore cominciano ad aumentare di
valore. Quando la tensione denominata Utimer arriva a circa 10V, il diodo zener DP72
entra in conduzione permettendo alla corrente di scorrere attraverso le resistenze RP72 e
RP74. Il punto di giunzione di queste due resistenze è connesso sulla base del TP76:
questo transistor ha l’emettitore collegato alla tensione +8V. Siccome in queste prime
condizioni di lavoro la tensione +8V è ancora assente su questo punto, il TP76 va in
conduzione grazie alla tensione presente ai capi della RP74. Di conseguenza, anche il
vicino TP75 va in conduzione. La tensione Utimer comincia ad alimentare, attraverso il
diodo DP70, lo zener regolatore IP61 e, di conseguenza, tutto il circuito regolatore.
Il risultato di questo ciclo iniziale è che la tensione presente al pin 6 del chip IP20b
diminuisce di valore. L’uscita al pin 7 è ora a 5V. Questa variazione di tensione va ad
influire sul TP59: infatti la base è collegata anche al CP38 e alla RP65.
Il risultato finale è che il transistor di commutazione TP50 sarà commutato in fase Off.
E’ chiaro che ora le tensioni presenti sul lato secondario cominceranno a diminuire di
valore. Quando la tensione Utimer scenderà al di sotto del punto di conduzione dello zener
DP72, i transistor TP76 e TP75 andranno in interdizione (off).
La tensione presente sul pin di monitoraggio posto sull’anodo del diodo regolare IP61,
scenderà di valore. La condizione di lavoro dell’optoisolatore IP50 cambierà nuovamente;
la tensione al pin 7 del chip IP20b diminuirà di valore e il transistor switching TP50 entrerà
nuovamente in conduzione.
La tensione Utimer aumenterà ancora di valore fino al punto che il DP72 entrerà in
conduzione: l’intero processo si ripeterà.
Questa prima fase di avvio pone l’alimentatore in funzione; in questa fase il Power Supply
lavora ad una frequenza di circa 120Hz. Le tensioni presenti sul lato secondario sono ora
al 50 per cento del loro valore nominale e la potenza assorbita dall’apparecchio è di circa
3W.
Modalità di Avvio
Una volta che il microprocessore IR01 ha riconosciuto come “valido” il comando di avvio,
arriva un impulso di pilotaggio (PO) al pin 4 del chip IP95, come già visto in precedenza.
Questo segnale PO a livello “alto”, permette al chip di avere a disposizione la tensione
+8V sul pin 8. Questa tensione è applicata all’emettitore del TP76. Quest’ultimo transistor,
insieme al vicino TP75, sono mandati in interdizione.
La tensione +8V è inviata anche all’emettitore del transistor “digitale” TP82, attraverso la
RP82. La base del TP82 è collegata al +5Von: questa tensione è ancora assente in
modalità di avvio. In queste condizioni il TP82 entra in conduzione: la tensione +8V,
attraverso il diodo DP70, va sul pin regolatore dello zener IP61.
La tensione principale di alimentazione Usys contribuisce in questa fase ad alimentare il
pin regolatore dell’IP61. Il risultato finale sarà che le tensioni sul lato secondario
dell’alimentatore saranno stabilizzate all’incirca al 75 per cento del loro valore nominale.
Fase operativa On
Lo stadio finale orizzontale comincia a lavorare: la tensione +5Von è ora disponibile.
Questa tensione manda in interdizione il transistor TP82, con il risultato che lo zener
regolatore IP61 è ora controllato solo dalla tensione Usys. Il diodo DP70 è polarizzato
inversamente e le resistenze RP70 e RP77 rimangono “isolate”.
Finalmente le condizioni di lavoro dell’alimentatore si stabilizzano: le tensioni presenti sul
lato secondario del Power Supply arrivano al 100 per cento del loro valore nominale.
Circuito di smagnetizzazione
La Fig.3 illustra il circuito di smagnetizzazione.
La bobina di smagnetizzazione è collegata alla tensione alternata di ingresso per mezzo
del PTC RP15 e del Triac TP15. La tensione di gate del Triac è controllata dal transistor
TP14.
Quando l’alimentatore entra in funzione, l’avvolgimento che fa capo ai pin 13 e 14 del
trasformatore LP50 produce una tensione negativa che viene rettificata dal diodo DP12.
Il condensatore CP13 viene così caricato. La RP10 è una resistenza limitatrice, mentre la
RP11 tende a limitare il picco di tensione presente su questo punto. La RP12 e il diodo
zener DP14 (3,3V), i quali sono posti in parallelo al CP13, controllano la tensione presente
sulla base del TP14.
Quando l’alimentatore è in Timer Mode (primo ciclo di avvio), la tensione ai capi del CP13
è di circa -1,5V. Questo valore di tensione è insufficiente alla conduzione del diodo DP14:
in questo modo il TP14 e il TP15 non lavorano (off). Nella fase seguente di avvio, da parte
del Power Supply, la tensione ai capi del CP13 aumenta a circa -2,5V: ma questo valore è
ancora insufficiente alla conduzione del DP14.
Nel periodo di transizione che comporta il passaggio dalla fase operativa On
dell’alimentatore, all’inizio del funzionamento dello stadio finale di riga, la tensione ai capi
del CP13 aumenta a -5V. Il DP14, il TP14 e TP15 entrano in conduzione. La corrente
circola attraverso la bobina di smagnetizzazione fino a che il PTC raggiunge la
temperatura di “cut-off”. In questa fase la corrente nella bobina si riduce drasticamente.
Circuito di protezione
Abbiamo già descritto il circuito di protezione contro le sovratensioni. Ora descriveremo il
circuito di controllo che monitorizza le tensioni nel caso in cui queste scendano sotto una
determinata soglia di valore. Questo circuito monitorizza le tensioni sul lato secondario del
Power Supply e le tensioni provenienti dalle uscite del trasformatore di riga.
La tensione che si sviluppa ai capi dell’avvolgimento secondario (pin 5 e 7) del
trasformatore switching, è rettificata dal diodo DP89. Ai capi del condensatore CP89
(470nF) troviamo una tensione negativa che è proporzionale al valore di tensione presente
ai capi del grosso condensatore elettrolitico di livellamento CP10, posto sul lato primario
dell’alimentatore. Questa tensione negativa concorre a formare una corrente di
polarizzazione sulla rete network, composta dalle due resistenze RP90 e RP91, le quali
sono collegate sulla base del transistor TP90.
Nelle normali condizioni di lavoro, questo valore di tensione negativo è abbastanza elevato
da mantenere il TP90 in interdizione: il transistor non lavora.
Nel momento in cui la tensione ai capi del C10 dovesse scendere oltre una certa soglia, la
tensione negativa ai capi del CP89 sarà insufficiente a mantenere interdetto il TP90.
Questo transistor ha il collettore connesso sulla base del TP86. Il collettore del TP86 è
collegato al pin 27 del microprocessore di controllo IR01: questa linea di controllo è
denominata POWER FAIL. Quando il TP90 entra in conduzione, anche il vicino TP86
entra in conduzione: la linea Power Fail passa dallo stato logico “basso” allo stato logico
“alto”.
Il microprocessore invia un impulso (PO) a livello “basso” sul pin 4 del chip IP95. Di
conseguenza la linea di alimentazione +8V sarà azzerata. Gli stadi di deflessione
cesseranno di funzionare e l’alimentatore si porrà in Timer Mode.
Il transistor TP86 monitorizza anche le tensioni +5VDST e +5Von, provenienti dalle uscite
secondarie del trasformatore Eat LL05. Se la tensione +5Von scende al disotto di 4,6V a
causa di un eccessivo carico, il TP86 entrerà in conduzione attivando la funzione Timer
Mode dell’alimentatore come già visto in precedenza. La tensione +5VDST è controllata
sempre dal TP86 attraverso il suo emettitore. In questo caso è controllato un eventuale
aumento di questa tensione. Quindi, nel caso ci siano problemi di funzionamento nel
circuito Eat con tensioni che aumentano di valore, il TP86 andrà in conduzione, favorendo
gli stessi risultati visti prima.
Nel circuito è presente un diodo Schottky (DP83) il quale provvede a proteggere il circuito
di monitoraggio ed in modo particolare la giunzione composta dalle due resistenze RP84 e
RP86, dalla tensione +5Vup.
Fino ad ora abbiamo trattato ampiamente tutta la sezione inerente l’alimentazione
generale del televisore. Uno degli argomenti su cui abbiamo voluto puntualizzare la nostra
attenzione è stato il circuito di “wake up”, impiegato appositamente per togliere
l’apparecchio dallo stato di standby.
Per rendere minimo il consumo del televisore nella posizione di attesa, il microprocessore
di controllo non è alimentato in modo diretto dall’alimentatore; da qui nasce la necessità di
un apposito circuito in grado di portare il Power Supply in fase operativa On.
Questo fatto è attinente anche alla sequenza di start-up della base dei tempi orizzontale.
Chip processore di deflessione
Per l’elaborazione di diversi segnali, è impiegato il circuito integrato TDA8855H prodotto
dalla Philips. Questo chip con 64 pin incorpora la sezione FI video ed audio, il sistema di
decodificazione colore Pal/Secam/Ntsc, la sezione di sincronismi orizzontale e verticale, lo
stadio di elaborazione e pilotaggio Est-Ovest.
La Fig.4 illustra uno schema a blocchi semplificato del chip IV01 (TDA8855H).
All’interno dell’integrato sono presenti altri particolari circuiti, quali zoom orizzontale e
verticale; un oscillatore orizzontale a libera oscillazione; due uscite per il pilotaggio
verticale ottimizzate per uno stadio finale di quadro che lavora in continua; controllo I2C
bus per la geometria dell’immagine; attivazione del circuito di protezione.
Una volta iniziata la fase di avvio che permette all’apparecchio di uscire dallo stato di
standby ed entrare nella fase operativa On, il microprocessore IR01 abilita l’integrato IP95
(TDA8139) all’uscita della tensione +8V sul pin 8. Questa tensione alimenta direttamente il
TDA8855H sui pin 23 e 53. Altre due tensioni sono generate all’interno del chip e sui pin
19 e 55 troviamo due condensatori elettrolitici di filtro di queste alimentazioni.
Nel momento in cui il +8V alimenta l’integrato, il microprocessore permette ai dati inerenti
la deflessione di arrivare all’IV01, per mezzo del controllo I2C bus, il quale è applicato sui
pin 17 (SCL) e 18 (SDA). In queste fasi iniziali, gli stadi di uscita orizzontale e verticale non
sono ancora operativi. Questi stadi inizieranno a lavorare quando il chip IV01 avrà finito di
controllare la corretta routine di start-up dell’apparecchio.
Produzione del segnale pilota orizzontale
Il segnale video passa all’interno del chip attraverso vari circuiti, tra cui un amplificatore
controllato il quale determina l’esatta ampiezza degli impulsi di sincronismo; poi questo
segnale è applicato al separatore dei sincronismi. Quest’ultimo taglia del 50 per cento
l’ampiezza degli impulsi. Si ottengono due uscite dal separatore dei sincronismi: una è
relativa al sincronismo di quadro verticale e l’altra va al primo rivelatore di fase orizzontale
ad aggancio PLL (Phase Lock Loop). Quest’ultimo segnale, in modo particolare, ha una
rapidità di impulso molto elevata, per assicurare che la fase dell’immagine sia
indipendente dalla frequenza di riga. La costante di tempo, lenta o veloce che sia,
impiegata nella prima sezione PLL, è controllata dal segnale di ingresso o può essere
controllata direttamente dal microprocessore IR01 per mezzo della comunicazione I2C
bus. Sul pin 59, relativo alla prima sezione PLL, sono connessi alcuni componenti filtro,
quali il CV21, il CV22 e la RV17. Questa costante di tempo variabile assicura un perfetto
aggancio del circuito PLL anche in condizioni di scarso segnale o riproduzione da Vcr.
Per superare alcuni problemi di instabilità che si potrebbero presentare durante la
riproduzione di videocassette protette da sistemi anti-copia, il primo PLL è commutato
durante il periodo di ritorno dei sincronismi verticali. In aggiunta a questo, un rivelatore di
rumore interno monitorizza l’inizio del segnale video: se il rumore presente incomincia ad
essere eccessivo, il primo PLL commuta automaticamente nella costante di tempo più
lenta.
Un rivelatore a coincidenza è impiegato per stabilire se l’oscillatore di riga è sincronizzato
e se gli impulsi di sincronismo possono essere usati per trasmettere l’identificazione del
segnale. Questo può essere desensibilizzato quando si è in fase di ricerca di sintonia, per
assicurare che la ricerca canali non venga fermata ad ogni segnale di scarso valore
ricevuto.
La sezione dell’oscillatore orizzontale incorpora un circuito di controllo digitale. Questo
determina la frequenza libera dell’oscillatore ed è agganciato alla frequenza di riferimento
del decodificatore colore (4,43Mhz per il funzionamento in PAL).
Un condensatore interno al chip determina la frequenza dell’oscillatore di riga al doppio
della normale frequenza orizzontale. A causa della tolleranza interna di questo
componente, il circuito confronta la frequenza dell’oscillatore con la frequenza di
riferimento prodotta dal quarzo posto nella sezione di decodificazione colore. Se il
rivelatore a coincidenza trova delle condizioni di mancato aggancio del sistema, il
processo di calibrazione e confronto viene ripetuto.
L’uscita della forma d’onda pilota orizzontale sul pin 56 non è ancora disponibile quando il
TDA8855H è alimentato per la prima volta, al primo avvio dell’apparecchio. Quando
l’indirizzamento dei dati inerenti la deflessione saranno stati scaricati, per mezzo delle
linee I2C bus, nel registro di deflessione interno al chip, l’oscillatore di riga sarà calibrato e,
solo quando la frequenza sarà corretta, avremo a disposizione l’impulso di pilotaggio di
riga.
Tornando alla nostra analisi interna del chip (sempre Fig.4), possiamo notare la presenza
di un secondo circuito PLL, il quale riceve impulsi di ritorno di riga sul pin 57, provenienti
dal trasformatore Eat LL05; questi impulsi sono denominati LFB (Line Fly Back).
Questa seconda sezione PLL è impiegata per generare gli impulsi di uscita di pilotaggio
orizzontale. Questa disposizione circuitale assicura che il transistor finale di riga non sia
commutato in fase On durante il periodo di flyback. Il condensatore CV20, posto sul pin
58, è impiegato come filtro del circuito PLL. Sul pin 58 è connesso anche il circuito di
protezione, il quale attinge le informazioni da un circuito posto sullo stadio Eat. Se la
tensione presente sul catodo del diodo DL75 supera il livello dei 6,8V l’uscita pilota
orizzontale sul pin 56 sarà interrotta. Naturalmente il catodo del DL75 è connesso
direttamente sul pin 58 del chip (linea Safety). In questo modo si protegge tutto lo stadio
finale Eat e le bobine di deflessione del giogo da eventuali sovra correnti. L’uscita pilota
orizzontale può essere riattivata in fase On solo attraverso una procedura di soft-start
interna.
Sul pin 3 è presente un altro ingresso (segnale EHT) che provvede ad una protezione
contro le sovratensioni. Si tratta di un livello di tensione proveniente direttamente dal
trasformatore Eat, il quale viene monitorizzato su questo punto.
Il pin 57 è impiegato anche per produrre gli impulsi di Sandcastle. Gli impulsi di ritorno di
riga che alimentano questo punto sono aggiunti ad un generatore interno burst key della
durata di 4 microsecondi e da un periodo di blanking di quattordici linee.
Stadio pilota orizzontale
La fig.5 illustra lo stadio pilota orizzontale e il circuito relativo alla sezione primaria Eat.
L’uscita pilota orizzontale sul pin 56 dell’IV01 è del tipo a “collettore aperto”, quindi è
richiesto un carico resistivo all’uscita. Le resistenze sono la RV18 e la RL31, le quali
limitano la corrente di collettore e riducono l’irradiamento.
Il circuito pilota orizzontale consiste di una classica disposizione con tre transistor in uscita
push-pull. Gli impulsi di riga sono applicati sulla base del transistor TL31 attraverso la rete
di resistenze RL39, RL32 e RL33. Il TL31 pilota a turno la coppia di transistor TL32 e
TL33, i quali sono disposti in simmetria complementare push-pull. Il valore della resistenza
RL31 e delle altre resistenze menzionate in precedenza, assicura che il TL31 rimanga in
conduzione durante il periodo di assenza dell’impulso di pilotaggio. Il CL37 e il diodo DL31
lavorano durante la fase di avvio, mentre la RL35 e la RL36 sono resistenze limitatrici di
corrente. L’uscita dai due transistor TL32 e TL33 è applicata all’avvolgimento primario del
trasformatorino pilota LL32. Il CL38 è, in qualche modo, un condensatore di
accoppiamento ed ai suoi capi troviamo un valore di tensione pari a circa la metà della
tensione di alimentazione. I diodi DL32 e DL33 provvedono a scaricare tale tensione
quando l’apparecchio è posto in Standby.
Il lato secondario del trasformatorino LL32 è connesso direttamente tra la base e
l’emettitore del transistor finale di riga TL34. Questo transistor può essere un
BUH516TH16, oppure un S2000N, secondo il genere di cinescopio impiegato.
La resistenza RL37 provvede a sagomare la forma d’onda pilota e a livellare il picco del
segnale in ingresso al transistore finale di riga.
Gli impulsi di pilotaggio presenti sulla base del primo transistor TL31 controllano la
direzione della corrente che circola nell’avvolgimento primario del trasformatorino pilota
LL32. Quando il TL31 è in interdizione (Off), la tensione presente sul suo collettore
aumenta di valore e il TL32 va in conduzione (On). Il TL33 commuta in Off e il CL38 si
carica attraverso il primario dell’LL32, il TL32 e la RL35. Quando il TL31 è commutato in
On, il TL32 smette di condurre e a sua volta entra in conduzione il TL33. Il CL38 comincia
a scaricarsi attraverso l’LL32, la RL36 e il TL33.
In pratica, il transistor finale di riga TL34 è in fase di conduzione On quando il TL32 è a
sua volta in fase On, ed è in fase di interdizione Off quando il TL33 è in conduzione.
Stadio finale di riga e correzione Est-Ovest
Lo stadio finale orizzontale ed il circuito di correzione Est-Ovest che lavora per mezzo dei
diodi modulatori, è di tipo convenzionale. Il collettore del finale di riga TL34 è connesso al
pin 9 del trasformatore Eat LL05 e, attraverso la bobina di linearità LL26, alle bobine
orizzontali del giogo di deflessione. Il condensatore CL24, il cui valore dipende dal genere
di cinescopio impiegato, è la capacità per la correzione a S. E’ collegato, da un lato, al
centro dei due diodi modulatori DL21/DL22 e ai condensatori CL21/CL22. La rete di
componenti che gravita intorno al CL24, e cioè i diodi DL24/DL25, le RL24/RL25 e il CL25,
si occupano di smorzare e sopprimere eventuali oscillazioni indesiderate che si possono
formare ai capi del CL24 durante le repentine variazioni della corrente di raggio.
Con il formato 16:9 è presente un altro condensatore, il CL51, per la correzione a S.
Questo condensatore, per mezzo di un apposito circuito, può essere posto in parallelo al
CL24. Questo per ridurre la deflessione orizzontale e correggere la linearità quando si
guarda l’immagine in 4:3.
Il circuito modulatore a diodi presente in questo chassis è molto simile a quello impiegato
sullo chassis ICC9. Il proposito di questo sistema è quello di modulare la deflessione
orizzontale con l’intervento di un segnale a frequenza di quadro. In questo modo si ottiene
la correzione dell’effetto cuscino dell’immagine, con un minimo effetto sulla tensione di
alimentazione. Infatti è possibile ottenere una buon esito sull’immagine solo quando la
corrente sul lato primario del trasformatore non è suscettibile a dei cambiamenti dovuti a
correzione di ampiezza orizzontale.
Il modulatore a diodi può essere considerato come una rete a ponte in cortocircuito tra la
tensione di alimentazione e lo chassis di massa. Le due sezioni di questo ponte hanno la
stessa frequenza di risonanza e la stessa reattanza, cioè il medesimo valore di resistenza
in corrente alternata. La prima sezione del ponte è costituita dalla bobina orizzontale del
giogo insieme al condensatore di correzione a S CL24 e al CL21 posto come capacità
superiore di flyback (condensatore snubber). La seconda parte del ponte è costituita dalla
bobina ponte di correzione E-O LL22 insieme al CL42 e alla capacità inferiore di flyback
CL22. Durante il funzionamento dell’apparecchio, i due condensatori CL21 e CL22
formano un divisore di tensione; l’energia immagazzinata dal CL22 è impiegata durante la
fase di flyback di deflessione. Il valore integrato della tensione di flyback è immagazzinato
nel condensatore CL42. Siccome la tensione presente ai capi dei due rami del ponte deve
rimanere la stessa, la tensione sviluppata ai capi della bobina di deflessione orizzontale
rispecchia la tensione presente ai capi del CL42. La forma d’onda a parabola di correzione
Est-Ovest modula opportunamente la tensione ai capi del CL42 ed insieme la corrente che
circola nella bobina ponte LL22.
I parametri di correzione Est-Ovest sono inviati all’integrato IV01 per mezzo della linea I2C
bus. Queste informazioni sono raccolte dal TDA8855H per produrre, in unione ad un
generatore interno a dente di sega, una forma d’onda pilota di correzione E-O disponibile
sul pin 62 (EW drive). Questo segnale è applicato sulla base del transistor TL42, il quale
lavora in una disposizione Darlington con il vicino transistor di potenza TL41. Le resistenze
RL20 e RL42 stabiliscono i parametri di lavoro del circuito di correzione E-O.
Il condensatore CL41 è inserito per ridurre qualsiasi tendenza del circuito all’auto
oscillazione. La resistenza RL44 protegge il circuito E-O da eventuali sovratensioni.
A causa dell’impedenza di tutto il sistema finale Eat, un’eccessiva corrente di raggio
potrebbe modulare lo stadio finale orizzontale. Per prevenire questa possibilità, è presente
una tensione (EHT) derivata da una presa dell’avvolgimento secondario del trasformatore
Eat ed inviata al pin 3 dell’IV01 attraverso la RL45 (Fig.6).
E’ presente un’altra compensazione (EHT2), derivata dalla stessa sorgente, ed applicata
al circuito di correzione E-O tramite il DL48, la RL48, la RL49 e il CL48.
La Fig.6 illustra la parte secondaria dello stadio di deflessione orizzontale, il quale genera
diversi tipi di tensioni, tra cui l’Eat per il cinescopio, il fuoco, la G2 per la griglia schermo e
la tensione del filamento (CRT heater).
Le altre tensioni che si ottengono sul lato secondario del trasformatore Eat sono le
seguenti:
-
VRetrace: tensione di alimentazione da applicare al chip di deflessione verticale
IF01. Si tratta di 42V o 48V secondo il genere di cinescopio impiegato. Questa
tensione è prodotta dall’avvolgimento 5-6.
-
VSupply: tensione principale di alimentazione del chip finale verticale IF01. Si tratta
di 13,5V o 15,5V secondo il genere di cinescopio impiegato. Questa tensione è
prodotta dall’avvolgimento 4-6.
-
+5VDST: tensione 5,6V non stabilizzata, disponibile per il Tuner e per il processore
audio MSP. Questa tensione è prodotta dall’avvolgimento 3-6.
-
+5Von: tensione 5V stabilizzata dal regolatore TL14. E’ la stessa sorgente della
tensione +5VDST.
In aggiunta a queste tensioni, sono presenti degli impulsi di ritorno di riga sul pin 1 del
trasformatore Eat. Questa forma d’onda è di circa 10Vpp ed è applicata al pin 57 del
processore segnali IV01 precedentemente descritto. Il pin 8 del trasformatore Eat è
connesso sul lato freddo della sezione a diodi split che genera l’alta tensione.
Questo punto è anche la sorgente della limitazione della corrente di raggio BCL (Beam
Current Limiting) e dei monitoraggi denominati EHT e EHT2 visti in precedenza.
Formato immagine
Questo chassis è stato progettato per pilotare cinescopi 4:3 e 16:9, con alcune specifiche
diverse secondo i differenti tubi catodici impiegati. I vari parametri per il corretto pilotaggio
di questi cinescopi sono immagazzinati nel chip di Eprom IR02, i quali vengono indirizzati
al chip IV01 (TDA8855H) per mezzo del controllo I2C bus.
E’ possibile accedere a questi dati attraverso il menu del Service Mode, nel sottotitolo
“tube” (per ulteriori informazioni vedere lo schemario Antonelliana n°84, pag.215 e
seguenti).
In aggiunta a questi parametri, occorre settare in modo appropriato la massima corrente di
raggio e la corrente di deflessione, per ogni tipo di cinescopio impiegato.
A questo proposito il microprocessore IR01 dispone di due appositi comandi: il
FORMAT/BCC (pin 43) e il P_FORMAT (pin 41).
Il comando FORMAT/BCC regola la sensibilità del circuito di controllo BCL.
La massima corrente di raggio è determinata dalla tensione presente sul pin 8 del
trasformatore Eat, attraverso la catena di resistenze RL01-RL03-RL04-RL05-RL06
collegate alla fonte di alimentazione Usys proveniente dal Power Supply.
Il segnale ad impulsi modulati FORMAT/BCC proveniente dal microprocessore è
convertito in una tensione continua per mezzo di una rete integratrice composta da RL59 e
CL59. Questa componente continua alimenta la base del transistor TL59, disposto in
modalità emitter-follower. Questo transistor alimenta il vicino TL02, il quale, con la RL02,
“shunta” la rete di resistenze RL03-RL04-RL05-RL06.
Quando il microprocessore invia il comando FORMAT/BCC, il transistor TL02 dirotta una
determinata quantità di corrente. In questo modo si può regolare il limite della sensibilità
della corrente di raggio. Variando la frequenza del segnale FORMAT/BCC è possibile
regolare la tensione presente sul pin 8 del trasformatore Eat.
La massima corrente di raggio deve essere ridotta del 75 per cento del suo valore
nominale quando è impiegato un cinescopio formato 16:9 e si vuole vedere l’immagine in
aspetto 4:3. La corrente di raggio deve essere diminuita anche quando in un cinescopio
formato 4:3 è visualizzata un’immagine in 16:9 (formato letter-box).
Il comando P_FORMAT, presente sul pin 41 del microprocessore IR01 e denominato
anche con il termine P_SWITCH, va ad alimentare la base del transistor TL55 attraverso
la resistenza RL57. Quest’ultimo transistor va a comandare il vicino TL52, il quale è
preposto alla commutazione (On) del tyristore TL51 che, con la sua conduzione, pone il
condensatore CL51 in parallelo al CL24. Questa capacità aggiunta per la correzione a S
riduce la deflessione orizzontale e corregge la linearità del quadro quando è presente
l’immagine in 4:3.
Circuito di protezione (sicurezza)
In Fig.7 si può osservare il circuito di protezione inerente lo stadio finale orizzontale.
Fig. 7
Questo circuito monitorizza in continuazione determinati parametri, in modo da evitare
gravi problemi, in particolar modo al tubo catodico, che possono sorgere da cortocircuiti
sui secondari del trasformatore Eat, dall’interruzione delle bobine orizzontali o verticali del
giogo di deflessione, o da un cortocircuito in uno degli stadi di uscita video RGB.
Quando il circuito di protezione è inattivo, il transistor TL71 è in conduzione e il suo
collettore è mantenuto vicino al potenziale di massa. In queste condizioni il diodo DL75 è
polarizzato inversamente. Come menzionato nel precedente articolo, l’uscita del circuito di
protezione è monitorizzata dal pin 58 del chip IV01 (linea Safety). Quando si presenta una
condizione anomala di guasto, la tensione presente sul collettore del TL71 aumenta di
valore. Nel momento in cui questa tensione supera il valore di 6,8V il pilotaggio orizzontale
viene interrotto.
Da notare che, quando il televisore viene acceso, le tensioni di monitoraggio che vanno ad
influire sul funzionamento del TL71 sono assenti. In queste condizioni il TL71 è interdetto
e la tensione sul collettore avrebbe un valore superiore ai 6V, rendendo quindi impossibile
l’accensione del televisore…! Per superare questo problema iniziale è stato progettato un
circuito di “ritardo”.
All’accensione, il TL71 è alimentato direttamente dalla tensione +8V. Il condensatore
elettrolitico CL72 si carica per mezzo delle resistenze RL76 e RL74. Il completamento
della carica di questa capacità avviene in circa 800ms; questo periodo di tempo è
sufficiente per fare in modo che siano presenti le tensioni sul lato secondario del
trasformatore Eat, le quali tengono subito sotto controllo il funzionamento del TL71.
Se in seguito si rileva qualche problema o anomalia, il circuito di protezione interviene e il
pilotaggio orizzontale viene disabilitato.
La linea di controllo denominata POWER_FAIL, associata all’alimentazione +5Von,
informerà dell’anomalia in atto il microprocessore di controllo IR01, il quale prontamente
spegnerà l’apparecchio. Per resettare il circuito di protezione, la tensione +8V deve essere
commutata in “off” e bisogna aspettare che il condensatore CL72 si scarichi attraverso il
diodo DL77 prima di accendere nuovamente l’apparecchio.
Quando il televisore funziona regolarmente, la tensione VRetrace è la sorgente che
polarizza direttamente il TL71. Per l’adattamento ai vari cinescopi in uso su questo telaio, il
diodo zener DL71 è a 24V o 30V (VRetrace rispettivamente a 42V o 48V). La RL70 è una
resistenza di carico per il DL71. La tensione presente ai capi della RL70 è applicata alla
catena di resistenze RL71-RL72-RL73-RL74. I diodi DL72, DL73 e DL74, i quali
monitorizzano rispettivamente le linee di tensione VSupply, +5Von e la linea BCL, sono
tutti polarizzati inversamente.
Nel caso si verifichi un guasto sullo stadio di uscita orizzontale, la tensione VRetrace
diminuirà a circa la metà del suo valore normale ed il diodo DL71 non sarà più in
conduzione. Di conseguenza la tensione applicata alla catena di resistenze prima
menzionate scenderà ad un valore prossimo allo zero. Il transistor TL71 andrà in
interdizione e la tensione sul suo collettore aumenterà fino agli 8V di alimentazione.
Il diodo DL75 andrà in conduzione e la tensione sul pin 58 del chip IV01 aumenterà fino a
fare intervenire il blocco del pilotaggio orizzontale.
Un cortocircuito sulla VSupply o sulla linea +5Von manderà in conduzione rispettivamente
i diodi DL72 e DL73, rimuovendo in questo modo la polarizzazione diretta del TL71 e
mandando in blocco l’IV01. Se uno dei tre stadi finali video RGB andrà in cortocircuito, la
corrente di raggio del cinescopio aumenterà di valore e la tensione sulla linea BCL
diminuirà fino a 0V: il diodo DL74 andrà in conduzione, ottenendo i medesimi risultati
sopra esposti.
Sulla base del TL71 è connesso il transistor digitale TL72. Questo semiconduttore è
impiegato per assicurare che il TL71 rimanga interdetto durante i primi istanti di intervento
della protezione, fino a quando il microprocessore commuta in off la tensione di
alimentazione +8V.
Sezione di pilotaggio verticale
La base dei tempi verticale comincia con l’estrazione dei relativi impulsi di sincronismo
verticale dal segnale video, all’interno del chip TDA8855H (Fig.4). Questi impulsi sono
impiegati per pilotare un circuito divisore denominato “count-down”, il quale funziona con
gli impulsi orizzontali (segnale di clock). Il circuito “count-down” può lavorare in diversi
modi, dipende se l’apparecchio funziona a 50Hz o 60Hz. Il funzionamento di questo
circuito può essere eventualmente “forzato” in ulteriori diversi modi, per mezzo dell’ I2C
bus, per soddisfare alcune condizioni, quali: cambio canali, assenza di segnale o la
presenza di un segnale video AV non standard.
Dopo il circuito di “count-down” è presente un generatore a dente di sega. Il condensatore
CV26, connesso al pin 4, produce l’impulso di rampa. La resistenza RV25, connessa al pin
5, stabilisce la corrente di carica del CV26. Questo condensatore si scarica durante il
periodo di ritorno verticale. Come risultato abbiamo una forma d’onda a dente di sega di
ampiezza 3Vpp, sovrapposta ad un piedistallo 2V DC.
Per compensare le tolleranze del circuito, possono essere inseriti dei parametri di
correzione nel registro della geometria verticale, per mezzo dell’ I2C bus. Questi controlli
sono relativi all’ampiezza, allo spostamento (shift), alla linearità e allo zoom verticale.
Come menzionato nell’articolo precedente, è presente un impulso di ritorno di riga
denominato EHT, il quale è applicato al pin 3 del chip IV01. Questo controllo previene
effetti di variazione nelle dimensioni del quadro, quando si è in presenza di una eccessiva
corrente di raggio.
La forma d’onda a dente di sega è poi correttamente amplificata per permettere di pilotare
direttamente (doppio pilotaggio - e +) il circuito integrato finale verticale IF01 (TDA8351).
Sui pin 63 e 64 sono presenti rispettivamente gli impulsi - e + verticali. Queste uscite sono
asimmetriche, assicurando così che la temperatura di lavoro e i disturbi esterni non
influenzino negativamente il lavoro di scansione verticale. I condensatori CV23 e CV24
sono impiegati per permettere ad eventuali interferenze di disperdersi.
Stadio finale verticale
La Fig.8 illustra lo stadio finale verticale, il quale si basa sul circuito integrato TDA8351
prodotto dalla Philips.
Questo chip in realtà è composto da due stadi di uscita pilotati con un circuito a divisore di
fase denominato “splitter”. Le bobine verticali del giogo di deflessione sono connesse tra i
due stadi di uscita. Si tratta di una configurazione a ponte, la quale migliora la linearità del
quadro e l’efficienza della potenza del segnale in uscita.
Per questo chip IF01 sono richieste due tensioni di alimentazione: la VSupply sul pin 3
(13V o 16V, dipende dal cinescopio impiegato) e la VRetrace sul pin 6 (42V o 48V).
La resistenza RF02 trasforma le due correnti di pilotaggio asimmetriche provenienti
dall’IV01, in una forma d’onda. Il valore di tensione di questa forma d’onda determina il
guadagno di corrente dell’amplificatore verticale. I componenti CF01, CF02, CF11, RF01 e
RF03 servono a ridurre le interferenze.
L’inizio del segnale di pilotaggio è applicato allo stadio di uscita positivo durante il primo
semiquadro della scansione e allo stadio di uscita negativo durante l’altro semiquadro.
Queste uscite sono rispettivamente disponibili ai pin 7 e 4. Le tre resistenze in parallelo
RF04-RF05-RF06 provvedono a determinare una corrente di controreazione sul pin 9.
Questo circuito, insieme alla resistenza RF02, determina il guadagno generale dello
stadio.
Il diodo zener DF01 è impiegato come protezione da pericolose tensioni di “flash” sul
cinescopio, limitando la tensione ai capi delle bobine verticali del giogo a 56V.
I condensatori CF10, CF03 e CF04 provvedono a proteggere il chip da pericolosi picchi
transitori di tensione che potrebbero distruggere l’integrato. La resistenza RF07, posta in
parallelo alle bobine verticali del giogo, lavora come smorzatrice; mentre la RF08 e il CF08
assorbono componenti di frequenza non idonee al regolare lavoro del circuito.
L’IF01 incorpora al suo interno un controllo denominato VGuard che produce un impulso
sul pin 8 durante il periodo di ritorno verticale; questo impulso è applicato al pin 34 del chip
IV01 (BCLIN). Nel caso si verifichi una delle seguenti condizioni: assenza degli impulsi di
ritorno verticali; cortocircuito all’uscita dei pin del chip verticale; cortocircuito delle bobine
verticali del giogo di deflessione; un’interruzione nel circuito di deflessione verticale; nel
caso sia attivata la protezione termica all’interno del chip, lo schermo del cinescopio sarà
reso buio per prevenire l’apparire della luminosa linea orizzontale bianca, la quale, come è
noto, può danneggiare permanentemente i fosfori del tubo catodico.
Il transistor TF01 e i suoi componenti associati, produce una serie di impulsi verticali di
ritorno che sono applicati al pin 48 (VFLB) del microprocessore di controllo IR01. Questi
impulsi permettono di sincronizzare il menu On Screen Display con la scansione verticale
del quadro.
Tuner multibanda
Il Tuner Thomson CTT5010 presente in questo chassis, è abbastanza complesso.
E’ presente un chip, il TUA6010X, che si occupa delle commutazioni di banda, degli
oscillatori e mixer, della sintonia a sintesi di frequenza. L’integrato è tenuto sotto controllo
dall’I2Cbus e per questo è presente un’apposita interfaccia all’interno del chip. Inoltre
l’integrato dispone di ingressi separati per il VHF e l’UHF. Sui pin 13 e 14 è connesso un
quarzo di riferimento a 4 Mhz. Con questa frequenza di riferimento è possibile controllare i
sistemi di sintonia entro 62,5 Khz.
L’uscita IF (pin 7 e 8) è trasferita induttivamente ad un transistor buffer bipolare, il quale è
accoppiato capacitivamente all’uscita IF1 del Tuner (pin 11 del Tuner).
Nel Tuner sono presenti anche tre transistor MosFet RF a guadagno controllato, uno per
ogni banda di frequenza. La copertura di banda è la seguente: 48,25 - 112,25 Mhz; 119,25
- 399,25 Mhz e 407,25 - 863,25 Mhz.
L’I2Cbus è connesso ai pin 4 (SCL) e 5 (SDA) del Tuner. Al sintonizzatore arrivano due
tensioni di alimentazione: 5V sul pin 6 e 33V sul pin 9. L’ingresso AGC è sul pin 1 e
l’uscita IF è presente al pin 11. La potenza assorbita dal Tuner è di circa 375 mW.
Media frequenza video (IF)
L’uscita IF proveniente dal Tuner è opportunamente filtrata per separare i segnali video ed
audio. I due segnali sono inviati all’integrato IV01 (TDA8855H), un chip processore a 64
pin prodotto dalla Philips e già esaminato nei precedenti articoli a proposito del pilotaggio
orizzontale e verticale. Questo integrato incorpora al suo interno molteplici circuiti, quali:
sezione FI video ed audio; decodificatore colore multistandard; correzione E-O; geometria
verticale; base dei tempi orizzontale e verticale ed altre sezioni.
La sezione IF del chip è multistandard ed impiega la rigenerazione della portante del
segnale demodulato. Questo permette al chip di lavorare con tutti gli standard presenti in
Europa, compresi il BG/H/I/LL’/DKK’. Il controllo delle commutazioni è possibile grazie
all’I2Cbus. La demodulazione del suono AM (dove presente), copre una banda da 4,5 a
6,5 Mhz. Il chip IV01 invia una tensione AGC (pin 7) al gruppo Tuner (pin 1).
Il controllo AFC è effettuato tramite I2Cbus. Nella figura 1 è illustrato una schema a blocchi
semplificato inerente la sezione dei segnali del chip IV01.
Il segnale IF video è applicato agli ingressi 1 e 2 del chip. Questo segnale proviene dal
filtro ad onde di superficie FI10, il quale provvede a fornire un’uscita bilanciata da
applicare ai pin 1 e 2. Il segnale poi è amplificato e demodulato, usando una tecnica PLL
rigeneratrice di portante. La frequenza di riferimento della portante è prodotta da un
circuito rivelatore di fase e frequenza che controlla a sua volta un oscillatore il quale opera
al doppio della frequenza IF. La bobinetta F130, connessa tra i pin 13 e 14, assicura il
controllo dell’oscillatore. Il risultato di questa portante è diviso ed impiegato dal
demodulatore video e dal rivelatore AFC. Quest’ultimo parametro è inviato al
microprocessore di controllo IR01 attraverso l’informazione I2Cbus. Il circuito filtro AFC
dipende dalla rete R-C connessa sul pin 15 (RI51 e CI55).
Il segnale demodulato passa attraverso uno stadio amplificatore e poi attraverso un
circuito Muting (Video Mute), per presentarsi al pin 16 del chip. Da questi ultimi circuiti
viene prelevato un segnale che forma la tensione AGC. Il circuito AGC controlla
l’ampiezza dell’impulso di sincronismo e il livello di picco del bianco, formando la tensione
AGC da applicare al Tuner. Sul pin 6 è presente un condensatore elettrolitico (CI50) che
mantiene un determinato livello di tensione. Il segnale di uscita video sul pin 16 prosegue
verso il transistor buffer TI60, poi passa attraverso un filtro trappola audio (FI50) e,
attraverso il CI63 (10µF), rientra al pin 24 del TDA8855H.
Tornando per un momento agli ingressi del chip IV01, il segnale IF audio che proviene dal
filtro ad onde di superficie FI20, è applicato sui pin 8 e 9 in modo bilanciato.
Ma prima del filtro FI20 sono presenti due filtri trappola, FI01 a 40,4 Mhz e FI02 a 31,9
Mhz, i quali sono scelti dalla funzione svolta dal transistor TI10, il quale è controllato in
base da un segnale proveniente dal pin 42 del microprocessore di controllo (segnale
TRAP INFO). Il segnale IF audio di ingresso è applicato a due amplificatori differenziali
controllati in guadagno. Un rivelatore di AGC controlla le due portanti AM e FM insieme al
guadagno dei due amplificatori differenziali, assicurando che un segnale IF di ampiezza
costante arrivi al demodulatore AM e al mixer a singolo riferimento denominato QSS
(Quasi Split Sound). Il tempo di reazione del circuito AGC è impostato su “slow” (lento) in
condizioni di video normali. Se il segnale video diminuisce, il tempo di reazione del circuito
sarà impostato su “fast” (veloce). In modalità FM il tempo di reazione del circuito è settato
in “fast” dal controllo I2Cbus.
Per demodulare l’audio AM è impiegata una tecnica a moltiplicazione di fase, il segnale
poi passa attraverso un filtro passa basso per rimuovere ogni traccia di armoniche della
portante. L’uscita di questo demodulatore è disponibile al pin 27 del chip IV01. Questo
segnale non è comunque rilevante per il nostro standard.
La portante audio FM, con la formazione dei segnali a 5,5 Mhz e 5,74 Mhz, è generata
all’interno del mixer QSS, grazie anche alla frequenza di riferimento PLL video.
L’uscita di questo segnale passa poi attraverso un filtro passa alto per ridurre la presenza
di residue componenti di segnale video. Il segnale audio FM, opportunamente filtrato, è
disponibile al pin 11 dell’IV01.
Il segnale audio viene trasferito al transistor TS01 il quale controlla il livello del segnale e
poi al chip processore audio IS40 per ulteriori elaborazioni e amplificazione.
Su questo argomento inerente l’elaborazione audio ritorneremo nel prossimo articolo.
Percorso del segnale video e colore
L’integrato TDA8855H contiene tutti i circuiti necessari per la selezione e la decodifica dei
segnali video per produrre le uscite RGB che andranno sulla basetta del cinescopio.
Il chip IV01 include anche: due selettori/commutatori dei segnali video, uno per il segnale
video interno e l’altro per i segnali provenienti dalle prese Scart AV1 - AV2 e prese RCA
frontali AV3; un circuito separatore della luminanza e della crominanza; una linea di ritardo
per il segnale di luminanza con compensazione del “peaking” e del “coring”; un doppio
circuito selezionatore dei segnali RGB d’ingresso, il quale compie una scernita tra i segnali
provenienti dalla presa Scart AV1 e i segnali per l’OSD e il Televideo; un circuito che
controlla in continuazione la corrente dei catodi del cinescopio; un circuito preamplificatore
pilota RGB; un decodificatore colore multistandard.
Riguardo a quest’ultima sezione, una volta che il segnale è stato identificato, la decodifica
ha bisogno solo di due quarzi: il 4,43 Mhz per il PAL, l’NTSC e il SECAM; il 3,58 Mhz per
l’NTSC 60 Hz.
Naturalmente nel chip è presente un’interfaccia per il dialogo I2Cbus col microprocessore
IR01. I vari segnali provenienti dal Tuner, dalla Scart AV1 e AV2, il segnale Y/C
proveniente dalla AV1 e i connettori RCA frontali, sono applicati agli appositi selezionatori
(switch). Tutti questi segnali, con il controllo del microprocessore, sono opportunamente
selezionati ed elaborati per trasformarli in componenti Y/C da convertire in segnali RGB.
Nel circuito di elaborazione video è stato introdotto un nuovo circuito: il “blue stretch”.
Questo circuito regola il livello dei segnali rosso e verde per migliorare la resa del bianco.
Sul pin 23 arriva la tensione 8V per alimentare la sezione di elaborazione video del chip.
Prima dell’inizio dell’elaborazione dei segnali video devono essere regolati alcuni filtri e
trappole. Prima ancora di effettuare queste tarature, deve essere effettuato un processo di
inizializzazione sotto il controllo del microprocessore IR01.
L’IR01 scarica dei dati riferiti ai due quarzi QC01 e QC02, i quali sono connessi
rispettivamente sui pin 51 e 50 del chip IV01. Una volta che questi dati siano stati ricevuti,
il chip IV01 verifica la presenza dei filtri. Avvenuta l’identificazione, il quarzo richiesto viene
calibrato e la sua frequenza è impiegata come riferimento per i filtri, le trappole e per i
segnali differenza colore nei demodulatori. Durante questo processo di verifica viene
escluso il segnale di pilotaggio orizzontale sul pin 56 del chip.
I segnali RGB opportunamente selezionati e decodificati entrano in un circuito denominato
“black level stretch”, il quale monitorizza la luminanza. Il livello del nero è ottenuto grazie
ad una capacità interna al chip. Stabilito il livello del nero, un valore di correzione è
aggiunto al segnale di luminanza per incrementare il rendimento complessivo della scala
dei grigi.
Questo valore aggiunto dipende dal livello del segnale di luminanza. Il circuito “black level
stretch” può essere reso inoperativo attraverso il software I2Cbus per mezzo del menu
attivabile dall’utente. Per mezzo di questo circuito sono applicabili dei controlli anche al
contrasto e alla luminosità. Anche i controlli BCL (Beam Current Limiting) e AWL (Average
White Level) dipendono dal lavoro di questo circuito.
L’informazione inerente la corrente di raggio del cinescopio è applicata al pin 34 del chip
IV01. Proviene dal lato freddo del trasformatore Eat (pin 8) ed è disponibile ai capi della
RL07 e del CL08. La RL09 e il CL09 funzionano come rete integratrice, mentre il diodo
zener DL09 (5,1V) funziona da protezione.
Il prossimo passo nell’elaborazione dei segnali è il “blue stretch” già menzionato in
precedenza. Quando il livello del segnale RGB in arrivo supera l’80 per cento, i segnali
relativi al rosso e al verde vengono ridotti approssimativamente del 17 per cento.
Questa procedura migliora il rendimento del bianco.
Compensazione continua ai catodi
L’elaborazione finale, prima che i segnali RGB escano dal chip IV01, è denominata CCC
(Continuos Cathode Calibration) o regolazione del cut-off automatico (livello del nero).
L’informazione relativa a questa regolazione proviene dalla basetta del cinescopio ed è
applicata al pin 30 del chip, tramite un filtro a T composto dalle resistenze RV08 - RV15 e
dal condensatore CV14. Il funzionamento di questo circuito CCC è improntato su due
segnali test che sono generati in campi alternati all’interno del chip stesso, i quali
controllano la corrente di raggio e i livelli del nero.
Tutto il processo di elaborazione può essere controllato per mezzo dell’I2Cbus o attraverso
lo stesso chip IV01 in modo automatico. Quando la rilevazione del livello del nero è
effettuata, le uscite RGB sono interdette. Il circuito CCC provvede a compensare eventuali
variazioni nelle caratteristiche di emissione del cinescopio.
Il lavoro di questo circuito CCC è abbastanza complesso.
Prima che intervenga ogni genere di correzione, deve iniziare un percorso a “loop”.
Per prima cosa le uscite RGB del chip IV01 sono interdette. Poi arriva la tensione di
alimentazione +8V ed un contatore inizia a contare per 1,5 secondi. Al termine del tempo
assegnato la corrente di controreazione proveniente dalla basetta del cinescopio viene
misurata ad un valore di 8 o 20µA. Quando una o l’altra di queste due correnti viene
misurata, un contatore inizia a contare per 2,5 secondi. Passato questo periodo di tempo,
le uscite RGB vengono rese disponibili e il circuito loop CCC inizia il suo processo di
allineamento. Questa routine è chiamata “cold start” (partenza a freddo).
In questo modo iniziano le normali operazioni di controllo. Il sistema genera il primo di due
test inerenti le linee, così vengono attivate le procedure di misura e di regolazione.
Alla linea 18 viene misurato il livello di corrente del cinescopio. Di seguito viene controllato
il livello del nero per ognuno dei tre cannoni del tubo catodico, sulla linea 20 per il rosso,
sulla linea 21 per il verde e sulla linea 22 per il blu. Il secondo test delle linee è generato
nel successivo quadro. Lo stesso genere di controlli viene effettuato sulle linee 330, 332,
333 e 334. I risultati sono confrontati con la corrente interna di riferimento e vengono
impiegati per il controllo del livello del nero e per il guadagno dello stadio pilota per
ottenere un rendimento ottimale del tubo catodico durante il suo funzionamento negli anni.
Per ottenere una buona scala dei grigi, il livello del nero è regolato a quasi il valore del
livello di cut-off del cinescopio.
Ciò che caratterizza questo genere di lavoro è che i segnali RGB sono controllati tramite
feedback. La massima corrente di pilotaggio dei catodi è regolata dalla relazione che si
crea tra la corrente di riferimento interna, i test relativi alle linee e il guadagno nei percorsi
inerenti i segnali RGB.
Un sistema chiamato “CRT Warm Detect” monitorizza la condizione di “warm start”.
All’uscita dei segnali RGB sono presenti tre reti che compongono dei filtri passa alto.
Basetta cinescopio
La Fig.10 illustra lo schema del circuito finale colore che alimenta il tubo catodico.
Gli stadi finali RGB sono incorporati all’interno del circuito integrato IB01 (TDA6107Q)
prodotto dalla Philips. Questo chip alloggia tre amplificatori indipendenti alimentati con una
tensione piuttosto alta. Il guadagno e la tensione di offset in continua sono
opportunamente regolati. Sono presenti anche delle resistenze di controreazione, delle reti
di resistenze di ingresso e una sorgente di tensione di riferimento, come spesso accade in
questi casi. Al pin 6 è presente la tensione di alimentazione, circa 196V; il pin 4 è
connesso a massa e il pin 5 è relativo all’informazione CCC di controreazione
precedentemente vista. Le uscite 7, 8 e 9 sono collegate ai catodi del cinescopio,
attraverso una rete di bobinette e resistenze. Come si nota sullo schema, sono presenti
sei diodi BAV21 in questo circuito. I diodi sono connessi tra le giunzioni delle bobinette e
delle resistenze per proteggere l’integrato da eventuali “flashover” (tensioni flash di ritorno)
del cinescopio.
I transistor TB01 e TB02, insieme ai componenti associati, sono impiegati per la
soppressione dello spot allo spegnimento dell’apparecchio. Nelle normali condizioni di
lavoro, la base del TB02 è tenuta a livello alto dal segnale PO in arrivo dal pin 39 del
microprocessore IR01, attraverso il transistor inverter TR60. Il transistor TB02 e di seguito
il TB01 sono mantenuti in conduzione; in questo modo il condensatore elettrolitico CB03
viene mantenuto in carica per mezzo della resistenza RB08 e il diodo DB04. Il diodo
assicura alla griglia controllo una tensione di +0,7V. Allo spegnimento dell’apparecchio la
linea di controllo PO decade a livello basso: di conseguenza i transistor TB01 e TB02
vanno in interdizione.
Il condensatore CB03 rilascia sulla griglia controllo un potenziale negativo significativo.
Di conseguenza lo schermo del cinescopio rimane forzatamente buio e, siccome il diodo
DB04 rimane polarizzato inversamente, questa tensione negativa permane per parecchi
minuti, fino a che il CB03 si scarica completamente attraverso la RB08 e la RB07.
Funzionamento del Microprocessore
Il chip microprocessore di controllo IR01 impiegato in questo telaio appartiene alla serie
ST92 prodotta dalla SGS/Thomson. Si tratta di un chip a montaggio superficiale a 80 pin,
ed è connesso sul lato saldature del circuito stampato. Tutte le funzioni sono tenute sotto
controllo dall’I2Cbus e dispone di molte porte in/out. Una innovazione presente su questo
chassis è la completa integrazione del Televideo all’interno del chip microprocessore.
Come abbiamo illustrato precedentemente, durante lo studio del Power Supply, il
microprocessore non è alimentato nella fase di Standby. In questo modo si ha un minor
dispendio di energia. Per ottenere questo viene impiegato un apposito circuito denominato
“Wake Up” (vedi Display Sat n°138, pag.58, Marzo 2003).
Quando l’apparecchio viene acceso e quindi tolto dalla situazione di standby, il
microprocessore e i componenti a lui associati sono alimentati dalla tensione +5Vup.
Questa tensione proviene dal pin 9 dell’integrato IP95 (TDA8139).
La Fig.11 illustra il circuito che andremo ad esaminare.
La tensione +5Vup alimenta i pin 10, 34 e 52 dell’IR01. Il TDA 8139 provvede anche a
fornire il Reset al pin 54 dell’IR01. La linea di Reset passa dallo stato logico basso a quello
alto, all’incirca 40ms dopo che la tensione al pin 9 dell’IP95 raggiunge i 5V. Il ritardo si
ottiene grazie all’intervento del condensatore elettrolitico CP98.
Eventuali problemi all’alimentatore o un guasto sullo stadio finale di riga caricano la linea
denominata “Power fail”, presente sul collettore del transistor TP86, facendo commutare il
normale stato di lavoro da “Low” (funzionamento regolare del Tv) a “High” (presenza di un
guasto). Questa linea è connessa al pin 27 del microprocessore, il quale, quando rileva
una condizione di guasto, commuta a livello basso il pin 4 dell’IP95. Quest’ultimo commuta
in off la tensione +8V che alimenta il chip IV01 (TDA8855H) della base dei tempi.
Questo comando di “off” proviene dal pin 39 dell’IR01 ed è inviato al pin 4 dell’IP95 tramite
il transistor TR60. Questo transistor manda a livello basso anche la linea di Reset.
La linea di controllo che proviene dal collettore del TR60 è denominata PO.
Il microprocessore ha un quarzo da 4 Mhz (QR01) connesso tra i pin 11 e 12 del chip.
Il quarzo è impiegato come frequenza di riferimento per generare un clock interno a 22
Mhz, tramite l’ausilio di un oscillatore controllato in tensione e un circuito PLL.
I componenti facenti capo al circuito PLL sono connessi al pin 55 dell’IR01. Si tratta della
resistenza RR95 e dei condensatori CR95 e CR97.
Il chip microprocessore lavora insieme a due chip di memoria. Il primo chip è una EPROM
(IR02) e il secondo è una EEPROM (IR03). L’integrato IR02 ha una capacità di 512 Kbyte:
è in grado di memorizzare svariati parametri, tra cui i valori di default del Sevice Mode.
La comunicazione tra IR01 e IR02 avviene attraverso 16 linee di indirizzi e 8 linee di dati;
altre tre linee di controllo sono impiegate per un estensione di indirizzamento bus.
La EEPROM IR03 ha una capacità di 1Kbyte ed è impiegata per memorizzare i parametri
regolabili dall’utente, quali la luminosità, il contrasto, il colore, ecc. In questa memoria sono
presenti anche i dati relativi ai programmi memorizzati e le informazioni inerenti lo stato di
standby. Il chip IR03 comunica col microprocessore per mezzo dell’I2Cbus, inoltre questo
bus seriale comunica col chip processore IV01, col processore audio IS40 e con il Tuner.
I pin relativi all’I2Cbus sono il n°32 (Clock) e il n°33 (Data). La frequenza del bus è di 80
Mhz. Se uno dei dispositivi connessi al sistema bus non risponde più alla comunicazione
seriale, il microprocessore sarà in grado di riscontrare lo stato anomalo del sistema e il led
di standby GE01 comincerà a lampeggiare secondo dei codici prestabiliti (codici di errore).
I pulsanti presenti sul keyboard frontale sono disposti in un sistema a matrice due per due
(key). I quattro collegamenti arrivano ai pin 21, 22, 23 e 24 del microprocessore IR01.
Quando un pulsante è premuto, la relativa linea “key” è mandata a livello basso (low).
Il chip IR01 rileva questo cambiamento di stato, generando degli impulsi “key-scan”
(approssivamente in 12ms) determinando quale tasto è stato premuto.
Il ricevitore infrarosso GK01, atto a ricevere le informazioni dal telecomando, è montato sul
modulino del keyboard. Questo ricevitore GK01 è alimentato dalla tensione Ustby e
stabilizzata dal diodo zener DK01 (5,1V). L’uscita IR del GK01 è connessa sul pin 25 del
microprocessore. Il modulino composto dal keyboard frontale e i segnali IR sono impiegati
dal circuito di “wake up” per togliere il ricevitore dallo stato di standby e portarlo
all’accensione (vedere la rivista di Marzo 2003, pag.58).
Il microprocessore, per generare i menu On-Screen, ha bisogno di due ingressi: il VSYNC
al pin 48 e l’HSYNC al pin 49. Il primo segnale (VFLB), relativo al verticale, proviene dal
collettore del transistor TF01. L’altro segnale (LFB), relativo all’orizzontale, proviene dal
pin 1 del trasformatore Eat, attraverso la rete attenuatrice composta dalle resistenze RR81
e RR82. Sul pin 53 del microprocessore sono presenti dei componenti (CR92, RR93 e
CR93) che concorrono alla formazione di un circuito moltiplicatore di frequenza, il quale è
impiegato per determinare la quantità di pixel per il menu.
Il Televideo
L’IR01 incorpora al suo interno tutti i circuiti richiesti all’elaborazione del televideo, per
generare testo e grafica. Il video composito CVBSTXT arriva al pin 60 tramite il
condensatore CR98 (82pF) e al pin 61 tramite il condensatore CR99 (470nF). Il segnale
CVBS proviene dall’emettitore del transistor CV10, il quale a sua volta riceve le
informazioni video dal chip IV01 (TDA8855H).
Per rigenerare il segnale Clock del televideo, è impiegato un sistema PLL: sul pin 57
(TXCF) dell’IR01 sono connessi i componenti filtro siglati CR96 e RR96.
L’informazione VPS/PDC (Video Programming System) può essere estratta sulla 16^ linea
del primo semiquadro; l’informazione inerente il WSS (Wide Screen Signalling) proviene
dalla linea 23. Il segnale video presente sul pin 61 è impiegato per il VPS, mentre il
segnale video presente sul pin 60 è impiegato per il WSS.
Per estrarre l’informazione WSS si fa uso di un oscillatore controllato in tensione e un
circuito PLL: la sintonia del circuito è mantenuta dalla resistenza RR90 connessa sul pin
50. Il circuito filtro WSS è composto da CR90, RR91 e CR91, connessi sul pin 51.
I segnali RGB inerenti i menu o il televideo sotto forma di testo e grafica, sono presenti
rispettivamente alle uscite 47, 46 e 45; il segnale FB (Fast Blanking) è presente sul pin 44.
Timer Mode
In “Timer Mode” (vedi spiegazione sulla rivista n°138, pag.59) i pin 19 e 20 del
microprocessore sono a livello basso (low), mentre il pin 39 è a livello alto (high).
Seguendo sempre la Fig.1 già menzionata in precedenza, vediamo che in queste
condizioni (pin 19 “low”) i transistor Tr13 e Tr15 sono in interdizione: in questo caso il led
rosso di standby rimane acceso. In questo stato il ricevitore infrarosso ed il keyboard
frontale sono alimentati dalla tensione Ustby, con il diodo zener DK01 (5,1V) che funziona
come regolatore. Il pin 20 a livello basso lascia in interdizione il transistor Tr20; di
conseguenza il transistor TP71 è in saturazione, mentre il TP67 è in interdizione (vedi
parte relativa all’alimentatore). In questo caso la corrente che attraversa il led presente
all’interno dell’optoisolatore IP50 cessa di circolare. La conseguenza è che l’ingresso del
chip IP20 si sbilancia; l’uscita al pin 7 sale a 6V e l’alimentatore comincia a funzionare.
Con il pin 39 dell’IR01 a livello “high”, il transistor Tr60 è in conduzione e il pin 4 (segnale
PO) dell’IP95 è a livello basso. La tensione +8V sul pin 8 dell’IP95 è ancora assente.
Modalità di avvio On
Le condizioni che seguono sono quelle relative alla modalità “On”.
Quando il cinescopio è acceso, il pin 19 dell’IR01 si pone a livello alto. Il Tr13 e il Tr15
vanno in conduzione; il led rosso di standby si spegne. Il ricevitore infrarosso e il keyboard
frontale continuano ad essere alimentati dalla tensione Ustby.
Il pin 20 dell’IR01 rimane “low”. Il pin 39 si pone “low”: il Tr60 va in interdizione e il pin 4
dell’IP95 si pone “high”. In queste condizioni è presente la tensione +8V sul pin 8 del chip
IP95. Ora il chip IV01 e il led frontale verde sono alimentati dalla tensione +8V.
Inizia così il normale funzionamento dell’alimentatore.
Il funzionamento del Power Supply è già stato descritto nei precedenti numeri di gennaio,
febbraio e marzo di Display Sat.
Microprocessore: altri pin importanti
Diversi altri pin hanno una certa rilevanza nelle funzioni svolte dal microprocessore.
L’elenco che segue descrive alcuni di questi pin.
Pin 28: Mute
Questo pin è a livello logico “high” quando il Tv è in funzione in modo regolare.
Lo stato logico di questo pin diventa “low” quando interviene il Muting audio.
Il Muting interviene in diverse situazioni: quando si cambia canale; durante la ricerca
manuale o automatica dei programmi; quando si preme il relativo pulsante Mute sul
telecomando; quando l’apparecchio viene acceso da freddo; quando il televisore viene
spento dall’interruttore; quando il Tv è posto in standby dal telecomando; quando
l’apparecchio è in standby o in modo allarme.
Pin 29: MSP Reset
All’accensione del televisore o quando si cambia canale, su questo pin è presente un
impulso a livello basso della durata di 5msec. Questo impulso fornisce un Reset al chip
processore audio IS40 (MSP3400C).
Pin 30: Format detect
Per mezzo di questo pin il microprocessore è informato se l’apparecchio è fornito di
cinescopio 4:3 o 16:9. Se il pin 30 è connesso al +5V per mezzo della resistenza RR44, il
tubo catodico è 4:3. Se il pin 30 è connesso a massa tramite la resistenza RR48, il tubo
impiegato è 16:9.
Pin 36 - 37: AVS2/1
Questi pin sono alimentati dalla tensione presente sul pin 8 delle due prese Scart AVS2 e
AVS1, tramite una rete di resistenze attenuatrici. Una tensione tra 1V e 1,5V indica la
presenza di un formato 16:9; una tensione tra 3V e 3,5V indica un formato 4:3.
Il lato freddo della rete di resistenze è collegata a massa tramite il transistor TR23, il quale
risulta interdetto in fase di standby (quando è assente il +5Vup). La tensione sui pin 8 delle
prese Scart può essere usata per forzare l’apparecchio all’accensione, per mezzo delle
resistenze RR52 - RR53 e del diodo DR23, il quale è connesso sulla base del transistor
TP71 posto sul lato secondario dell’alimentatore. Il transistor TR23 è mantenuto in
conduzione quando l’apparecchio è in funzione.
Pin 40: AV3 port
Nei televisori che hanno le prese AV frontali (tipo RCA), si impiega questo pin per
commutare il chip IX01 (BA7604N) da AV2 a AV3. Il livello logico “high” seleziona
l’ingresso AV2; il livello logico “low” seleziona l’ingresso AV3.
Pin 41: P switch o Format
L’uscita di questo pin è impiegata per commutare il transistor TL55 posto sullo stadio finale
di riga (vedere 5^ parte articolo su Display Sat, Maggio 2003, pag.44).
In questo modo viene attivata la presenza di un condensatore aggiuntivo per la correzione
a esse. Se il pin 41 è a livello basso, significa che l’immagine è a 16:9 oppure in modo
zoom 1; se il pin 41 è a livello alto l’immagine che si presenta sullo schermo è 4:3.
Pin 42: trap information
L’uscita di questo pin è impiegata per comandare il transistor TI10, il quale a sua volta
comanda i filtri trappola FI01 o FI02 (vedere 6^ parte articolo, Giugno 2003).
Pin 43: format/BCC
L’uscita PWM su questo pin è connessa sulla base del transistor TL59 posto sullo stadio
Eat. Serve per regolare la corrente di raggio e per mantenere la media del bianco per
differenti tubi catodici impiegati e per formati diversi.
Codici di errore a Led per la ricerca dei guasti
Il led rosso di standby è impiegato per segnalare i codici di errore dovuti ad un guasto
nell’apparecchio. Questo metodo è in uso da quando lavora l’I2Cbus nei circuiti, il quale, in
presenza di problemi, interdice il funzionamento del microprocessore e il televisore smette
di funzionare. Una condizione di guasto è indicata da due impulsi digitali separati da una
pausa. L’indicazione è ripetuta almeno 4 volte. In questo modo possono essere evidenziati
un massimo di 81 codici.
Da notare che nello chassis è presente un diodo led bicolore. In questo modo può anche
succedere che il led lampeggiante non sia solo quello di colore rosso. Se la tensione +8V
(switched) è presente al pin 8 del chip IP95, può essere visibile un led color arancio o
verde, secondo le combinazioni on/off del switched +8V e on/off delle porte led.
Di seguito riportiamo una sequenza dei codici di errore più comuni con i relativi problemi.
Codice 10: modalità Child Look (blocco bambino)
Codice 11: Timer mode
Codice 12: Audio - DPL non risponde
Codice 14: IV01 (TDA8855H) non risponde
Codice 15: IS40 (MSP3400C) processore audio non risponde
Codice 19: Tuner non risponde
Codice 20: accesso al bus impedito dal software
Codice 21: linea SDA forzata bassa
Codice 23: linea SCL forzata bassa
Codice 25: è assente la tensione +5V switched
Codice 26: il cinescopio non raggiunge la corretta temperatura nel tempo stabilito
Codice 27: più di tre volte è stato rilevato un guasto
Codice 28: rilevata tensione eccessiva sulla linea “guard” del chip verticale IF01 (pin 8)
Codice 31: errore interno del software
Codice 34: EEPROM IR03 (tipo NVM) non risponde
Codice 35: il +13V non è disponibile
Codice 36: indirizzo sbagliato passato al bus del programma di gestione (la NVRAM)
Codice 37: livello inaspettato sulla linea NMI (Power Fail)
Codice 38: memoria piena
Codice 41: linea SDA non ripristinabile
Commutazione dei segnali video
Lo chassis ICC17 è equipaggiato con due prese scart (AV1 e AV2) e, secondo il modello
del televisore, possono essere presenti sulla parte frontale dell’apparecchio le prese RCA
video/audio (AV3) e una presa S-VHS.
La commutazione tra le diverse sorgenti di segnale è affidata al chip processore IV01
(TDA8855H) e al processore audio IS40 (MSP3400C). E’ presente anche il chip IX01
(BA7604A) il quale provvede alla commutazione tra la presa AV2 e le prese RCA AV3.
Il microprocessore IR01 controlla queste ultime commutazioni, per mezzo dell’I2Cbus e
della sua porta AV3 (pin 40).
La presa scart AV1 ha l’ingresso per il video composito sul pin 20 (CVBS1), il rosso sul pin
15, il verde sul pin 11 e il blu sul pin 7. Questi ingressi sono accoppiati capacitivamente al
chip IV01, rispettivamente sui pin 29, 41, 42 e 43. Il segnale di “fast blanking” di ingresso
presente sul pin 16 della presa AV1 è accoppiato direttamente al pin 44 del chip IV01.
L’ingresso video composito o di luminanza presente sul pin 20 (CVBS2) della presa scart
AV2 è accoppiato tramite condensatore al pin 10 del chip IX01. Il diodo DX59 funziona in
qualità di “clamping” e il condensatore CX58 (27pF) limita la risposta in frequenza del
segnale. L’ingresso colore sul pin 15 (Chroma) è accoppiato anche lui in modo capacitivo
al pin 1 del chip IX01.
L’ingresso video composito o di luminanza (Y/CVBS) presente sulla presa AV3 è
capacitivamente accoppiato al pin 8 del chip IX01. Nei primi modelli era presente il diodo
DX62 in funzione di “clamping”, in seguito è stato rimpiazzato dal condensatore CX64
(47pF). L’ingresso croma in AV3 è accoppiato in modo capacitivo al pin 3 del chip IX01.
Dopo avere effettuato la decodifica dei segnali RGB o in presenza della tensione di
commutazione sul pin 8 della presa scart, il microprocessore invia tre bit di informazione
(INA, INB e INC) al chip IV01 tramite l’I2Cbus. Secondo lo stato di questi tre bit, il chip
IV01 sceglie ed elabora il video di ingresso selezionato.
Per la commutazione delle prese AV2 e AV3, il pin 40 del microprocessore invia un
segnale di controllo (AV3 port) ai pin 4 e 7 del chip IX01. Il segnale a livello H abilita la
presa scart AV2; il segnale a livello L abilita le prese RCA AV3.
L’uscita video CVBS proveniente dal Tuner è sempre presente al pin 19 della presa scart
AV1. Il segnale video è presente sul pin 26 del chip IV01 e prosegue verso la scart AV1
tramite il transistor TX15 (BC547B) disposto in emitter-follower. Il segnale video CVBS
selezionato da IV01 è presente al pin 54 di questo integrato ed è inviato al pin 19 della
presa scart AV2 tramite il transistor TX45 (BC547B), anche lui disposto in emitter-follower.
Per mezzo dell’I2Cbus che trasporta l’informazione relativa a due bit, CS1 e CS0, si
determina il tipo di segnale presente sul pin 54 del chip IV01.
I collettori di TX15 e TX45 sono alimentati dalla tensione +8V, tramite la resistenza fusibile
di sicurezza RX17 (10Ω).
Elaborazione dei segnali audio
Questo chassis è stato progettato per soddisfare diverse esigenze relative all’audio: dalla
funzione mono al Dolby Pro-Logic.
L’elaborazione base dei segnali audio è svolta dal chip IS40 (MSP3400C). L’ingresso
audio proviene dall’integrato IV01. Per i sistemi stereo l’uscita audio pilota l’integrato IS80
(TDA7269): si tratta di un doppio amplificatore finale di potenza.
Dove è prevista l’elaborazione dei segnali audio Dolby Pro-Logic o Virtual Dolby, il chip
MSP è sostituito da due moduli separati: l’AMDP17001.00 per il Dolby Pro-Logic o
l’AMVD19100.00 per il Virtual Dolby. Per il Dolby Pro-Logic è previsto un modulo
supplementare di potenza in grado di pilotare degli altoparlanti supplementari.
Una novità introdotta su questo chassis è la limitazione automatica del volume AVL
(Automatic Volume Limiter). E’ possibile inserire questo parametro a propria scelta.
Quando l’AVL è inserito, il volume rimane a livello costante durante il cambio dei canali e
durante le pause pubblicitarie.
L’integrato IS40 ha due alimentazioni: 8V al pin 39 per l’elaborazione e l’amplificazione dei
segnali analogici; 5Von ai pin 7, 18 e 57 per l’elaborazione dei segnali digitali.
Tutti questi ingressi di alimentazione sono opportunamente filtrati per prevenire
interferenze e disturbi. L’unico elemento degno di nota in questo circuito, oltre allo stesso
integrato, è il quarzo QS40 da 18,432Mhz, il quale provvede a mantenere in funzione il
clock interno del chip. Il quarzo è connesso tra i pin 62 e 63.
Il segnale audio SIF, proveniente dal chip IV01, passa attraverso il transistor TS01, per poi
essere applicato al pin 58 dell’IS40. Qui inizia una complessa elaborazione del segnale
audio FM mono, stereo e rivelazione di questi segnali. L’integrato IS40 è controllato per
mezzo dell’I2Cbus (SCL al pin 9 e SDA al pin 10). Tramite queste linee è possibile
controllare molte funzioni del chip, quali la selezione di diversi segnali, il controllo dei toni
bassi e acuti, stereo di base o effetto wide, pseudo stereo, bilanciamento dei canali e
regolazione del volume. Le uscite dei due canali stereo sono disponibili sui pin 28 (Right) e
29 (Left). Il circuito integrato finale audio TDA7269 è alimentato sul pin 3 a 33V. E’ in
grado di fornire una potenza di uscita pari a 2x10w RMS a 8Ω. E’ protetto internamente
contro cortocircuiti e sovrariscaldamento. Il microprocessore IR01, tramite il transistor
TS81, controlla la funzione Mute sul pin 5 dell’IS80.
Varianti del Dolby
Per le operazioni relative al Virtual Dolby la scheda comprendente l’IS40 è sostituita con
un sub modulo audio. Questo modulo contiene un processore audio IS100 (MSP3410D) e
un processore Dolby IS200 (DPL3518). Quest’ultimo integrato decodifica i segnali digitali
prodotti dall’IS100, creando dei segnali Virtual Dolby che ritornano all’IS100 per ulteriori
elaborazioni.
Nei modelli dotati di funzione Dolby Pro-Logic, la scheda comprendente il processore
audio e lo stadio finale di potenza è sostituita da un sub modulo e da un amplificatore
audio ausiliario di potenza. Il sub modulo Pro-Logic impiega lo stesso genere di integrati
presenti nella versione Virtual Dolby, ma ha delle interconnessioni addizionali tra gli
integrati e connettori supplementari. Lo stadio finale audio ausiliario di potenza ha due
integrati: il TDA7269 (IA001 e IA002) e un chip amplificatore stereo IA003 (MC33076) per
amplificare i segnali da inviare alla presa cuffia. La scheda ha delle prese fono di uscita,
tipo RCA, per i canali sinistro e destro, per il subwoofer e per il surround.
Il microprocessore IR01 e i transistor TA021 e TA022 controllano la funzione Muting audio.
Per prevenire eventuali sovraccarichi, l’alimentazione 33V è monitorata da un’apposita
resistenza, la RA080 e da un transistor di commutazione (TA080).
In presenza di guasti sulla sezione finale audio, il transistor TA080 fa lavorare i transistor
TA072 e TA077. In questo modo il circuito Muting interviene grazie all’intervento dei diodi
DA074 e DA075.
Service Mode
Sullo schemario Antonelliana vol.84, pag.215 e seguenti sono descritte regolazioni e
settaggi vari del Service Mode di questo telaio.
Brevemente riportiamo alcune informazioni per entrare nel Service.
- Portare il TV in stand-by con il telecomando.
- Spegnere il TV con l'interruttore di rete e attendere che il led frontale sia spento.
- Premere PR- e VOL- mentre si accende il Tv con il pulsante ON/OFF.
- Premere di nuovo i tasti PR- e VOL- per 8 secondi.
- Ora appare la schermata del Service e si possono regolare i vari parametri.
- Per uscire dal Service Mode premere standby sul telecomando o spegnere l’apparecchio
dall’interruttore.
R. S. revisione articolo Settembre 2008
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