AMPLIFICATORI A RETROAZIONE DI CORRENTE
(CFA = CURRENT FEEDBACK AMPLIFIERS)
Nodo di guadagno
BUFFER
A2
RG
CC
R inv
IN+
BUFFER
A1
OUT
R2
IN-
R1
Figura 1
Schema di principio di un amplificatore a retroazione di corrente (current feedback) con indicata la tipica
rete di retroazione inserita dall’utente (partitore R2,R1)
A1 stadio differenziale di ingresso asimmetrico, con elevata resistenza di ingresso e bassa resistenza di
uscita Rinv. Per ottenere tali livelli di resistenza e per ragioni di banda si utilizza un buffer.
A2 stadio di uscita che ripete la struttura di quello di ingresso.
R1-R2 costituiscono la rete di retroazione resistiva (applicata dall’utente) con cui viene utilizzato
l’amplificatore. Il guadagno ad anello chiuso è dato, con buona approssimazione purché il guadagno d’anello sia
sufficientemente elevato, da
R
(R2>R1)
Gid = 1 + 2
R1
La retroazione di corrente produce un segnale errore di corrente che viene inviato tramite strutture a
specchio al così detto nodo di guadagno e, tramite la resistenza RG (figura 1), convertito in una tensione che
viene trasferita in uscita dal buffer A2: si ottiene così un amplificatore di tensione a retroazione di corrente. In
realtà la resistenza RG è semplicemente costituita dalla resistenza differenziale del nodo di guadagno costituita
dal parallelo delle resistenze di uscita dei generatori di corrente (specchi) che alimentano tale nodo con la
resistenza di ingresso del buffer di uscita.
Nello stesso nodo deve essere effettuata anche la compensazione in frequenza, come al solito a polo
dominante. Tale approccio è possibile in virtù della resistenza molto elevata del nodo e della risposta in
frequenza assai estesa dell’amplificatore corrispondente a un prodotto guadagno-banda ad anello aperto di molte
centinaia di MHz. Spesso la capacità di compensazione non viene introdotta ad hoc in quanto è sufficiente la
capacità parassita del nodo. Tale capacità peraltro è funzione delle tensioni applicate e quindi in particolare delle
tensioni di alimentazione per cui la posizione del polo dominante e di conseguenza la risposta in frequenza
risulta dipendere dalle condizioni di lavoro (alimentazione). La frequenza del polo dominante è
1 1
f0 =
2p RGC c
Il guadagno in continua dell’amplificatore è dato da
1
A0 = gm RG
dove gm è la transconduttanza totale dello stadio di ingresso e RG è la transresistenza dell’amplificatore
(resistenza equivalente del nodo di guadagno). Perciò il prodotto guadagno-banda risulta essere
1 gm
fGB =
2p C c
e con le usuali correnti di lavoro e capacità equivalenti di compensazione risulta solitamente di molte centinaia
di MHz.
Il guadagno in continua ad anello chiuso della struttura riportata nella figura 1 è dato da
Gid
R
G=
; Gid = 1 + 2
R
R
R1
1 + 2 + inv Gid
RG
RG
Il guadagno d’anello
RG
R
1
Gloop = = - G
R 2 + RinvGid
R 2 1 + Rinv
R1 / / R 2
non dipende da R1, purché sia verificata la disuguaglianza
R
R inv < < R1 / / R 2
(Gloop ; - G )
R2
Perciò, nella condizione indicata, il guadagno ad anello chiuso può essere variato, utilizzando R1, senza
variare molto il guadagno d’anello e quindi mantenendo pressoché invariata la banda dell’amplificatore. Quando
la condizione di cui sopra non è verificata il sistema tende a comportarsi come un tradizionale amplificatore
operazionale “voltage mode”, caratterizzato cioè da prodotto guadagno-banda costante: al diminuire di R1, cioè
al crescere del guadagno, si passa gradualmente da un comportamento a banda costante a uno a prodotto
guadagno-banda costante. Un confronto tra i due tipi di amplificatore è riportato nella figura 2.
1000
Banda
(MHz)
100
Current
feedback
10
Amplificatore a
prodotto guadagno
banda costante
150
140
130
120
110
100
90
80
70
60
50
40
30
20
10
2
1
Guadagno
Figura 2
Confronto dell’andamento della banda in funzione del guadagno tra un amplificatore “voltage mode”
e un amplificatore current feedback (R2=2,5 k Rinv=60 RG=10 M Cc=0,5 pF)
2
Il più semplice buffer di ingresso è un emitter follower. Esso risulta privilegiato rispetto ad altre soluzioni
(ad esempio un amplificatore ad elevato guadagno totalmente retroazionato) a causa della sua superiore risposta
in frequenza. Peraltro tale soluzione non è adottabile senza importanti modifiche in quanto caratterizzata da un
offset di tensione sistematico pari alla tensione ai capi di una giunzione e quindi inaccettabile.
+VS
+VS
I2
OUT
IN+
IN+
IN-
Q1
Q1
IN-
Q2
I1
I1
-VS
Semplice emitter follower (a sinistra)
OUT
-VS
Figura 3
Follower a struttura complementare per compensare l’offset
sistematico (a destra)
La figura 3 mostra una soluzione di prima approssimazione che peraltro non cancella del tutto l’offset
sistematico in quanto la tecnologia produce transistori npn e pnp con diverso numero di Gummel (si tratta
comunque di una tecnologia evoluta che produce pnp verticali, resistori a film sottile, isolamento dielettrico,
transistori ad elevata fT, ecc.). Inoltre viene circa raddoppiato l’offset di origine statistica. Se però si polarizzano
i due transistori della struttura complementare con correnti diverse e cioè nel rapporto delle correnti di
saturazione inversa, si può ottenere una migliore compensazione dell’offset sistematico a scapito del contributo
statistico dovuto alla dispersione dei numeri di Gummel (si tratta infatti di una correzione “ad anello aperto”).
Una soluzione alternativa è quella presentata nella figura 4 dove in ciascun ramo sono stati inseriti sia un
transistore npn che un transistore pnp, ottenendo così una compensazione “automatica” ma ancora una volta
peggiorando (di circa un fattore 2) l’offset statistico; inoltre raddoppia la resistenza del terminale invertente.
La struttura considerata risponde assai bene a grandi segnali anche se caratterizzati da fronte assai veloce
purché il segnale stesso sia positivo. Infatti in tal caso la corrente disponibile per caricare eventuali capacità a
valle non è limitata (come invece avviene nello stadio differenziale classico) e quindi lo slew rate positivo risulta
molto elevato. Evidentemente ciò non si verifica per segnali negativi e quindi lo stadio soffre in tal senso di
asimmetria. E’ perciò necessario introdurre un cammino di segnale complementare rispetto a quello considerato
onde ottenere su grandi segnali un comportamento simmetrico. La soluzione è riportata nella figura 5 e una sua
versione comprendente le giunzioni di compensazione dell’offset sistematico nella figura 6.
3
+VS
I
IN+
IN-
Q1
Q4
Q3
Q2
I
OUT
-VS
Figura 4
Compensazione dell’offset di tensione sistematico tramite l’inserimento di giunzioni complementari in
ciascun ramo
+VS
OUT
I2
Q4
IN+
IN-
Q2
Q1
Q3
I1
OUT
-VS
Figura 5
Introduzione di un cammino complementare per il segnale onde ottenere simmetria di comportamento,
in particolare per grandi segnali.
4
+VS
OUT
I2
Q6
Q4
Q8
IN+
IN-
Q2
Q1
Q7
Q3
Q5
I1
OUT
-VS
Figura 6
Come nella figura 4, ma con l’inserzione delle giunzioni di compensazione dell’offset sistematico
Nella figura 7 è mostrato uno schema semplificato di un amplificatore current feedback completo.
Il buffer di ingresso è costituito dai transistori Q1-Q8 in una configurazione circuitale che corrisponde a quella
della figura 6. La corrente di polarizzazione è relativamente elevata onde ottenere bassa resistenza dell’ingresso
invertente e buona risposta in frequenza. Gli specchi di corrente Wilson (per ottenere elevata resistenza di uscita
e quindi RG elevata), costituiti dai transistori Q10-Q14 e Q9-Q13, trasferiscono la corrente errore dovuta alla
retroazione al nodo di guadagno che effettua la conversione corrente-tensione attraverso la resistenza dovuta al
parallelo delle resistenze di uscita degli specchi con la resistenza di ingresso del buffer di uscita. Al nodo di
guadagno è associata una capacità spezzata in due elementi, per ragioni di simmetria, e, in parallelo con le
capacità parassite del nodo, determina la capacità di compensazione Cc. Lo stadio di uscita, costituito dai
transistori Q19-Q26, ripete l’architettura circuitale utilizzata nello stadio di ingresso; si tratta di uno stadio del tipo
push-pull a struttura del tutto complementare e quindi elevata simmetria: ciò in virtù del fatto che la tecnologia
offre completa complementarità (pnp verticali).
Nella figura 8 è mostrato lo stesso amplificatore con maggiore dettaglio. In particolare sono evidenziati i
generatori di corrente In e Ip (e loro multipli) introdotti per compensare le correnti di base dei vari transistori e
ridurre quindi gli errori in continua ad esse dovuti. In e Ip sono derivate da un circuito separato, non rappresentato
nella figura, a partire dalle correnti di lavoro dei transistori (300 A) e dal guadagno di corrente rispettivamente
dei transistori npn e pnp. Per i transistori Q19 e Q20 non vengono invece utilizzati tali generatori, ma le loro
correnti di base vengono derivate direttamente dagli specchi: ciò per non introdurre una ulteriore rete di
polarizzazione nel nodo di guadagno la quale ne ridurrebbe la resistenza dinamica. I transistori Q19 e Q20 si
compensano dal punto di vista dell’assorbimento di corrente per effetto Early e così i transistori Q21 e Q22.
I transistori Q1 e Q2 sono transistori multi emettitore e sono quindi costituiti ciascuno da due transistori A
e B. I transistori B sono transistori così detti di “speed up”: essi sono polarizzati in modo da essere normalmente
spenti ed entrano in funzione solamente in presenza di grandi segnali di ingresso molto veloci. In questa
situazione infatti, per effetto di capacità parassite, i punti a valle dell’ingresso, tra cui le uscite di Q3 e Q4,
5
tendono a ritardare rispetto al segnale di comando a detrimento dello slew rate: i transistori di speed up si
attivano e contribuiscono corrente.
Le strutture current feedback considerate presentano CMR modesta. Consideriamo la struttura di ingresso
più semplice e cioè un emitter follower a singolo transistore come quello presentato nella figura 3 (il
comportamento della più complessa struttura effettivamente usata si può immediatamente ricondurre a quello di
questa). Il collettore alimenta il pozzo dello specchio che trasferisce la corrente al nodo di guadagno e quindi,
con buona approssimazione, il carico dello stadio considerato si può ritenere costituito da un corto circuito. I
guadagni relativi a un segnale differenziale e a un segnale di modo comune in ingresso sono quindi delle
transconduttanze. Nel caso del pilotaggio differenziale viene attivata la giunzione base-emettitore e quindi la
transconduttanza è quella del transistore gm. Nel caso di pilotaggio di modo comune viene modulata solamente la
tensione ai capi della giunzione base-collettore e il transistore genera corrente per effetto Early: la
transconduttanza è quindi pari alla conduttanza di Early gE. Il rapporto tra i due guadagni, cioè la reiezione del
modo comune è quindi
g
V
CMR = m = A
gE
VT
e risulta tipicamente compresa tra 60 e 70 dB, cioè molto inferiore a quella tipica di un amplificatore “voltage
mode” (100 dB).
6
Figura 7
7
-VCC
IN+
+VCC
Q3
Q1
Q2
Q4
Q5
Q7
Q8
Q6
Q9
IN-
Q10
R1
C
C
R2
R3
R9
R4
Q11
Q13
Q14
Q12
R5
R6
Q21
Q19
Q20
Q22
Q25
R7
R8
Q26
OUT
Figura 8
8
-VCC
IN+
+VCC
In =
Ip
300 A
300 A
NPN
Q3
Q4
Ip =
Q2A Q2 B
300 A
Q1A Q1B
In
300 A
PNP
2Ip
2In
Q15
Q5
Q7
Q8
Q6
Q16
Q9
IN-
Q10
R1
1k
0.5 pF
C
C
0.5 pF
R2
1k
R3
1k
R9
120
R4
1k
Q11
Q13
Q14
Q12
Q17
Q18
5Ip
5In
R5
500
R6
500
Q21
2x
Q19
3x
Q20
3x
Q22
2x
Q23
2x
Q24
2x
Q25
12x
R7
25
R8
25
Q26
12x
OUT
