I convertitori statici di energia sono dispositivi elettronici che

I convertitori statici di energia sono dispositivi elettronici
che permettono il trasferimento
controllato di energia elettrica da una sorgente ad un carico.
Esempi di impiego
• alimentatori in c.c. o in c.a.
I convertitori statici di energia sono dispositivi elettronici
che permettono il trasferimento
controllato di energia elettrica da una sorgente ad un carico.
Esempi di impiego
• azionamenti p
per uso industriale,, domestico e trazione elettrica
I convertitori statici di energia sono dispositivi elettronici
che permettono il trasferimento
controllato di energia elettrica da una sorgente ad un carico.
Esempi di impiego
• ggruppi
pp statici di continuità ((UPS))
I convertitori statici di energia sono dispositivi elettronici
che permettono il trasferimento
controllato di energia elettrica da una sorgente ad un carico.
Esempi di impiego
• impianti di produzione dell’energia da fonti rinnovabili
(fotovoltaici o eolici)
I convertitori statici di energia sono dispositivi elettronici
che permettono il trasferimento
controllato di energia elettrica da una sorgente ad un carico.
Esempi di impiego
• Illuminazione pubblica e domestica (in particolare a LED)
I convertitori statici di energia sono dispositivi elettronici
che permettono il trasferimento
controllato di energia elettrica da una sorgente ad un carico.
Esempi di impiego
• trasmissione controllata dell’energia elettrica (Smart Grid).
Gli schemi circuitali impiegati per la realizzazione dei
convertitori statici sono molteplici.
La struttura del convertitore risulta fortemente influenzata:
dal tipo di sorgente primaria di alimentazione;
dalle peculiarità del carico;
dalla potenza che deve essere trasferita al carico;
dal tipo di semiconduttori utilizzati.
I primi convertitori in grado di controllare il flusso di energia
elettrica sono stati realizzati impiegando macchine elettriche
rotanti. Tali convertitori (convertitori rotanti), il più noto dei
quali
li è il gruppo Ward-Leonard,
W dL
d dal
d l nome dell’Ingegnere
d ll’I
tedesco che lo realizzò nel 1891, hanno trovato ampia diffusione
in tutto il periodo che va dalla fine del diciannovesimo secolo
fino ad oltre la metà del ventesimo secolo.
Successivamente, i convertitori rotanti sono stati man mano
sostit iti con convertitori
sostituiti
tit i statici
t ti i che presentano,
presentano rispetto a quelli
q elli
rotanti, indubbi vantaggi di costo, di affidabilità, di rendimento
e di manutenzione.
i
Nei convertitori statici di potenza i semiconduttori vengono
sempre
p impiegati,
p g , al fine di ridurre l’energia
g dissipata
p
nel
convertitore, in regime di commutazione
commutazione; vengono cioè fatti
funzionare come un interruttore,
interruttore alternativamente chiuso
(saturazione) e aperto (interdizione).
Una prima suddivisione dei semiconduttori impiegati nei
convertitori statici ppuò essere effettuata considerando la
modalità di comando, mediante un opportuno circuito di
pilotaggio del passaggio dallo stato di interdizione a quello di
pilotaggio,
conduzione ed del passaggio dallo stato di conduzione a quello
di interdizione.
interdizione
Sulla base della modalità di comando, i semiconduttori di
potenza possono, quindi, venire suddivisi in tre distinte famiglie:
1. componenti non controllati (diodi);
2. componenti di cui è possibile comandare solo il passaggio
dallo stato di interdizione a quello di conduzione
(Raddrizzatori Controllati al Silicio o Tiristori);
3. componenti di cui è possibile comandare, oltre alla chiusura,
anche il passaggio dallo stato di conduzione a quello di
interdizione (Transistor di Potenza BJT, MOSFET e IGBT).
Caratteristica ideale
Anodo
Catodo
Quando la tensione tra anodo e catodo diventa positiva il Diodo
entra in conduzione (cioè conduce con una caduta di tensione
trascurabile) La conduzione prosegue fino a quando la corrente
trascurabile).
anodica rimane positiva.
Quando la corrente anodica si annulla (o tende a diventare
negativa) il Diodo smette di condurre (stato di interdizione).
Il comportamento reale del diodo si discosta da quello ideale, sia durante
il funzionamento a regime permanente sia durante quello transitorio.
Ia = corrente anodica
Vakk = tensione tra anodo e catodo
Quando il diodo è polarizzato direttamente la
Vak (caduta diretta) assume un valore
compreso tra
t 0.6V
0 6V e qualche
l h V che
h dipende:
di d
• dal tipo di Diodo;
Caratteristica statica reale • dall’intensità della corrente Ia;
• dalla temperatura della giunzione.
Nei convertitori a bassa tensione (fino al
centinaio di V)) la caduta diretta dei Diodi
non può essere trascurata e può risultare
importante anche ai fini del funzionamento
del convertitore.
Nei convertitori a più elevata tensione,
tensione
invece, la caduta diretta dei Diodi risulta
i
t t solo
l aii fini
fi i del
d l dimensionamento
di
i
t
Caratteristica statica reale importante
termico del componente stesso mentre può,
in genere, essere trascurata nell’analisi del
funzionamento complessivo del circuito.
Ia = corrente anodica
Vak = tensione tra anodo e catodo
Dualmente,
D
l
quando
d all Diodo
Di d è applicata
li
una tensione negativa (tensione inversa)
nel Diodo fluisce una piccola corrente
negativa (corrente inversa).
Caratteristica inversa reale
Q
Quando
la tensione inversa diventa maggiore
gg
di Vb ((massima
tensione inversa applicabile al Diodo o tensione di Breakdown) si ha
il cosiddetto effetto Zener e la corrente aumenta improvvisamente;
ciò comporta una elevata dissipazione all’interno del componente
componente.
Comportamento transitorio
commutazione diretta: passaggio dalla situazione di non conduzione, o
interdizione a quella di conduzione.
interdizione,
conduzione
commutazione inversa: passaggio dalla situazione di conduzione a quella
di interdizione.
interdizione
Commutazione diretta
Se si applica un gradino di corrente con una elevata pendenza, Vak assume,
in un intervallo di tempo tfr (tempo di recupero diretto o forward recovery
time),un valore alquanto superiore alla Ed.
Nei convertitori statici di potenza tale fenomeno risulta in genere
trascurabile, in quanto le induttanze presenti nel circuito limitano il di/dt
applicato al Diodo a valori tali da non provocare apprezzabili cadute
durante la fase di commutazione diretta.
Commutazione inversa
Nella commutazione inversa occorre che sia trascorso un breve intervallo di tempo
trr (tempo di recupero inverso o reverse recovery time) prima che il Diodo acquisti
la proprietà di blocco della corrente.
Ill trr dipende
di d da:
d
• caratteristiche del Diodo;
• corrente diretta prima della commutazione;
• di/dt durante il transitorio;
• temperatura
p
della g
giunzione.
Nella fase di discesa di ia la Vak è circa nulla
mentre
si
presenta
una
Vakk<0
in
corrispondenza alla salita della ia.
L’oscillazione è dovuta a fenomeni di
risonanza tra la capacità interna del Diodo e
le induttanze presenti nel circuito.
Commutazione inversa
Per ricavare i valori della corrente inversa (Irm) e del tempo di recupero inverso si
possono usare formule approssimate per eccesso.
eccesso Tali formule sono valide solo per i
Diodi veloci e sono ottenute approssimando l’andamento della corrente inversa con
un triangolo
g
rettangolo
g
e fanno riferimento alla qquantità di carica inversa Qrr
(recovery stored charge) fornita dal Diodo durante la conduzione inversa.
t rr  1.4
Q
rr
di
dt
Q
I 2
t
rr
rm
rr
Commutazione inversa
Andamento di Qrr al variare del
di/dt
Andamento di Qrr al variare della
temperatura di giunzione
Commutazione inversa
Il fenomeno della conduzione inversa può provocare ai capi di altri
componenti del circuito:
• sovracorrenti;
• sovratensioni;
• maggiore dissipazione.
Si può ricorrere a Diodi veloci o Fast Recovery Diodes (trr molto piccolo)
per ridurre le sovracorrenti.
Svantaggio:
gg la corrente inversa,, dopo
p aver raggiunto
gg
il valore massimo Irm,
ritorna a zero con pendenze elevate che, in presenza di induttanze
rilevanti,, pprovocano elevate sovratensioni sugli
g altri componenti.
p
Ulteriore soluzione: Soft Recovery Diodes che hanno un trr leggermente
più lungo di quello dei Diodi a commutazione brusca,
brusca presentano un
ritorno a zero della corrente più dolce.
Fenomeni capacitivi
p
Quando un Diodo si trova polarizzato inversamente presenta anche un
comportamento
p
capacitivo.
p
La capacità complessiva tra anodo e catodo non dipende dalla temperatura
di g
giunzione e ppuò essere determinata come segue:
g
C
d
 Cc 
C
(1  V
V
0
r n
)
0
Vr è la tensione inversa applicata al Diodo;
Cc è la capacità dovuta al contenitore;
C0 è la capacità di giunzione quando Vr = 0;
V0 è la tensione di contatto di giunzione (circa 0.6 V);
n è un esponente compreso tra 1/3 e 1/2.
1/2
Fenomeni capacitivi
p
Considerando che il valore della capacità Cc è in genere molto più piccolo
di quello della capacità totale e che, quando la tensione inversa è
sufficientemente elevata, il termine Vr /V0 >>1 si ha:
C
d
 Cc 
C
(1  V
V
0
r n
)
0
C
d

K
(V r ) n
La presenza di una capacità tra anodo e catodo del Diodo è solitamente
trascurabile,, tranne che in applicazioni
pp
pparticolari come ad esempio
p nei
circuiti ad elevata frequenza o quando siano presenti Diodi di grossa
dimensione soggetti
gg
a repentine
p
variazioni della tensione inversa.
Basati su una giunzione metallo-semiconduttore. Tale tipo di giunzione non
permette il trasferimento di portatori minoritari dal semiconduttore al metallo; la
conduzione di corrente avviene solo per mezzo dei portatori maggioritari.
maggioritari
I Diodi
od Sc
Schottky
ott y p
presentano
ese ta o i segue
seguenti
t va
vantaggi:
tagg :
 assenza di fenomeni dovuti alla ricombinazione di portatori, con conseguente
aumento della velocità di commutazione;
 minore caduta diretta (in genere dell’ordine di un 1/3, ¼ di un Diodo a
giunzione).
Svantaggi:
 corrente inversa e la capacità sono in genere alquanto più elevate;
 bassa tensione di blocco inversa (150-200 V).
Li i
Limitato
impiegato
i i
neii convertitori
i i statici.
i i
Alcuni Diodi sono in grado di poter funzionare in maniera continuativa con
una tensione inversa uguale o leggermente maggiore alla loro tensione di
blocco inverso. Tale fenomeno viene utilizzato nei Diodi Zener, la cui
caratteristica di impiego è proprio quella di poter mantenere la tensione
i
inversa
add un valore
l
circa
i costante.
La caratteristica diretta di un Diodo Zener è, invece, del tutto analoga a
quella
ll di un Diodo
Di d normale.
l
Portate in tensione e in corrente
• massimo picco ripetitivo di tensione inversa sopportabile dal diodo
(VRRM).
• massimo picco non ripetitivo di tensione inversa (VRSM);
• valore efficace di tensione inversa sopportabile durante il
funzionamento come raddrizzatore monofase ((VRRMS);
• valore di corrente continuativa sopportabile (IAV);
• valore efficace di corrente sopportabile in varie situazioni operative
( RMS);
(I
)
• valore di picco di corrente non ripetitivo (IFSM);
• massima temperatura di lavoro della giunzione (θj);
• resistenza termica tra giunzione e contenitore (Rjc);
• ppotenza dissipata
p in varie situazioni operative.
p
Dati relativi alla caratteristica statica
• curve
c r e Ia-V
Vak per differenti valori
alori della temperatura
temperat ra di giunzione
gi n ione θj;
• curve IR-VR per differenti valori della temperatura di giunzione θj.
Dati relativi al comportamento transitorio
• resistenza termica transitoria r (t) per valutare il comportamento termico;
• l’area quadratica di corrente sopportabile (i2t) nel caso di sovraccarichi di
breve durata;
• andamento della capacità complessiva tra anodo e catodo;
• tempo di recupero inverso (trr ) e/o carica inversa (Qrr.).
In generale, i semiconduttori sono molto sensibili ad una
temperatura interna troppo elevata.
elevata Pertanto è necessario effettuare
un calcolo abbastanza preciso delle perdite al fine di poter
dimensionare il dispositivo di dissipazione atto allo smaltimento
del calore in modo da garantire che la temperatura di giunzione
non superii quella
ll prevista
i t per il componente
t edd evitare
it
l rottura
la
tt
del componente stesso.
La trattazione che verrà effettuata sui diodi è valida per tutti i
semiconduttori di potenza.
Le perdite che si localizzano in un componente funzionante in regime di
commutazione possono essere suddivise in:
• perdite nello stato di conduzione dovute alla caduta di tensione diretta;
• perdite dovute alla corrente che attraversa il componente durante la fase di
interdizione;
• perdite dovute alle commutazioni dallo stato di interdizione a quello di
conduzione e viceversa;
• perdite dovute al pilotaggio (per i dispositivi controllati).
Per i Diodi il dimensionamento termico può essere effettuato prendendo in
considerazione solo le perdite dovute alla caduta di tensione durante il
funzionamento in conduzione. A causa dell’andamento non lineare della
caratteristica diretta,
diretta la determinazione esatta di tali perdite risulta alquanto
complessa. Limitandosi ad un calcolo di prima approssimazione, indicato
con T il periodo di ripetizione della corrente anodica,
anodica la potenza dissipata
sul Diodo risulta:
P
d
1

T

T
0
1
(
t
)
(
t
)
dt

vak ia
T
 E  R i
T
0
d
d
a

2
(t ) i a (t )dt  E d I a  Rd I aeff
con I a valore medio della corrente anodica e I aeff il relativo valore efficace.
Il dispositivo di dissipazione può essere realizzato con varie tecniche di
raffreddamento:
• in aria libera nei convertitori di piccola potenza (qualche kW);
• in aria forzata per potenze maggiori, al fine di ridurre le dimensioni dei
dissipatori;
• raffreddamento mediante liquido (acqua o olio) per applicazioni di media e
elevata potenza.
Uno dei principali pregi del raffreddamento a liquido consiste, oltre che
nella riduzione dello spazio richiesto per il raffreddamento, nella possibilità
di convogliare l’aria lontano dall’apparecchiatura elettronica, evitando
accumuli di sporcizia all’interno di quest’ultima.
Il dispositivo di dissipazione può essere realizzato con varie tecniche di
raffreddamento:
• in aria libera nei convertitori di piccola potenza (qualche kW);
• in aria forzata per potenze maggiori, al fine di ridurre le dimensioni dei
dissipatori;
• raffreddamento mediante liquido (acqua o olio) per applicazioni di media e
elevata potenza.
L’impiego dell’acqua consente un buono scambio termico ma presenta una
rigidità dielettrica insufficiente per garantire un adeguato isolamento
elettrico tra i vari componenti. Per contro, l’olio presenta una buona rigidità
dielettrica ma consente uno scambio termico nettamente inferiore.
Una volta determinata la potenza dissipata nel componente e scelto il
di
dispositivo
iti
di dissipazione,
di i i
è possibile
ibil ricavare
i
il valore
l
d ll
della
temperatura all’interno del semiconduttore considerando due distinte
situazioni:
• funzionamento a regime permanente;
• funzionamento transitorio, dovuto ad un sovraccarico di breve
durata.
durata
Funzionamento a regime permanente
La determinazione della temperatura interna durante il funzionamento a
regime permanente richiede la conoscenza delle potenza dissipata, della
temperatura ambiente e delle seguenti tre resistenze termiche:
• Rθjc tra la giunzione e il contenitore;
• Rθcd tra il contenitore e il dissipatore;
• Rθda tra il dissipatore e l’ambiente esterno (aria o liquido di raffreddamento).
Rθjc dipende dal componente.
Rθcd dipende dalle modalità di fissaggio del componente all’elemento di
dissipazione.
Rθda dipende dal tipo di dissipatore e dalla modalità di raffreddamento.
Funzionamento a regime permanente
Resistenza termica al variare della
potenza dissipata.
Resistenza termica al variare della
velocità dell’aria.
Funzionamento a regime permanente
Note le resistenze termiche e la potenza dissipata Pd, la temperatura di
giunzione può essere ottenuta dalla seguente relazione:
   R P
j
a
t
d
dove θa è la temperatura ambiente e Rθt = Rθjc + Rθcd + Rθda è la resistenza
termica tra giunzione e ambiente.
Da questa relazione è possibile ricavare l’analogia con un circuito elettrico.
Funzionamento in transitorio
Nel caso di sovraccarichi di breve durata bisogna prendere in considerazione
anche le capacità termiche dei vari elementi.
Il circuito equivalente con capacità concentrate è valido solo per fenomeni
di durata relativamente elevata (qualche s).
Per fenomeni di durata inferiore è necessario ricorrere ad una suddivisione
più fitta delle capacità ottenendo uno schema composto da 6 /7 celle RC.
Funzionamento in transitorio
Molto spesso il costruttore fornisce una resistenza termica transitoria.
dipendenza solo dal componente
(1) contenitore a temperatura costante;
(2) ventilazione forzata v = 3 m/s;
(3) dissipazione in aria libera.
Funzionamento in transitorio
Nota la resistenza transitoria, si può immediatamente ricavare la temperatura
di giunzione dovuta ad un sovraccarico di breve durata:
 
s
p
 ( P s  P p ) r (T s )
dove
Ts è la durata del sovraccarico,,
θs la temperatura di giunzione alla fine del sovraccarico,
θp la temperatura
p
a cui si trovava la ggiunzione pprima del sovraccarico,,
Ps la potenza dissipata durante il sovraccarico,
Pp la ppotenza dissipata
p pprima del sovraccarico.
I componenti a semiconduttore sono molto sensibili sia a sovracorrenti
che a sovratensioni;; è dunque
q necessario pprovvedere ad adeguati
g
sistemi
di protezione, che devono tenere conto non solo del singolo componente
ma dell’intero circuito di potenza.
p
Esempio: una brusca interruzione di corrente può provocare sovratensioni
a causa delle induttanze ppresenti nel circuito.
Non è possibile effettuare a livello di componente un esame adeguato dei
sistemi di protezione; pertanto la trattazione che sarà effettuata nel seguito
è pertanto solo indicativa di alcuni accorgimenti locali.
Le principali cause di sovracorrenti in un componente sono:
• sovraccarichi
i hi o cortocircuiti
t i iti che
h sii verificano
ifi
nell carico;
i
• mal funzionamenti o cortocircuiti all’interno del convertitore stesso.
Per non danneggiare il componente si ricorre a :
1. protezioni passive (fusibili o interruttori);
2 protezioni
2.
i i attive
i (intervento
(i
sull pilotaggio
il
i di componentii controllati).
ll i)
L’efficienza della protezione dipende dal di/dt.
Quando è troppo elevato l’unica protezione passiva efficace è costituita dai
fusibili extra rapidi. Affinché l’intervento del fusibile garantisca la
protezione del componente, occorre che questo abbia interrotto
completamente la corrente prima che la sua area quadratica (i2t) abbia
raggiunto il valore limite ammissibile per il componente.
Le principali cause di sovracorrenti in un componente sono:
• sovraccarichi
i hi o cortocircuiti
t i iti che
h sii verificano
ifi
nell carico;
i
• mal funzionamenti o cortocircuiti all’interno del convertitore stesso.
Per non danneggiare il componente si ricorre a :
1. protezioni passive (fusibili o interruttori);
2 protezioni
2.
i i attive
i (intervento
(i
sull pilotaggio
il
i di componentii controllati).
ll i)
L’efficienza della protezione dipende dal di/dt.
Quando è modesto (induttanze del circuito di valore elevato) anche un
interruttore extra rapido con circuito di sgancio magnetico (interruttore
magneto termico a semiconduttore) è sufficiente.
La caratteristica da considerare è la resistenza termica transitoria.
Le sovratensioni che possono verificarsi su un componente quando si trova
interdetto possono essere dovute a varie cause quali:
• sovratensioni presenti sulla alimentazione;
• sovratensioni sulla linea di uscita (ad esempio dovute alla disinserzione di
un carico
i induttivo);
i d i )
• commutazione o rottura di un altro componente del circuito.
N i componenti
Nei
ti controllati,
t ll ti sii possono avere sovratensioni
t i i anche
h all’atto
ll’ tt
dello spegnimento del componente stesso.
Il sistema
it
di protezione
t i
contro
t le
l sovratensioni
t i i dovute
d t alla
ll alimentazione
li
t i
o
al carico è effettuato in maniera globale per l’intero circuito di conversione,
invece la protezione contro sovratensioni dovute a cause interne viene
realizzata singolarmente per ogni componente. Quest’ultima si basa
sull’inserzione
sull
inserzione di un circuito RC serie o di un soppressore di sovratensioni.
sovratensioni
Circuito RC
Il dimensionamento del circuito RC deve tenere conto di:
• ampiezza della sovratensione;
• durata
d t della
d ll sovratensione;
t i
• impedenza tra sorgente della sovratensione ed il componente.
Circuito RC
Se per un intervallo di tempo di durata
pari a Ts, si ha una sovratensione che
porta la tensione vi di ingresso da V0 a
V0+Vs, in assenza del circuito RC tale
sovratensione si ripercuoterebbe tutta ai
capi del Diodo.
condizioni iniziali
Circuito RC
Derivando la seconda e sostituendo in essa il valore di di/dt fornito
dalla prima, si ricava:
S tit d alla
Sostituendo
ll variabile
i bil i con i = Cdv
Cd c/dt sii ha:
h
i cui autovalori sono:
Circuito RC
Scegliendo il valore di R leggermente minore del valore critico Rc =2√L/C
in modo che il comportamento
p
del circuito LRC risulti di tipo
p oscillatorio
fortemente smorzato, si ha che l’andamento della tensione vc nell’intervallo
((0,, Ts) risulta:
I valori dei coefficienti A1 e B1 possono essere ricavati imponendo le
condizioni iniziali: vc(0) = V0 , i(0) = 0; si ha dunque:
A1= -Vs e B1= αVs/ω
Circuito RC
Sostituendo i valori di A1 e B1 la tensione inversa applicata al Diodo assume
l’espressione:
La massima sovratensione applicata al
Di d è di poco superiore
Diodo
i
a Vd1-V
V0 cioè
i èa
Tale sovratensione è alquanto minore di
Vs e tanto più piccola quanto minore è il
rapporto Ts/T.
Tensione inversa del diodo durante un transitorio
Circuito con soppressori (Varistor)
La protezione contro sovratensioni
può
essere
effettuata
anche
impiegando
p g
dei Varistor collegati
g in
parallelo al componente.
Sono realizzati con semiconduttori
ossido metallico.
Il comportamento di un Varistor corrisponde a quello di due Diodi Zener
posti in serie con polarità opposta; la tensione di soglia è più elevata di
quella di un Diodo Zener ((varie centinaia di V).
q
)
Per proteggere il componente si deve avere |Vs |<VRRM
L caratteristiche
Le
tt i ti h reali
li dei
d i componenti
ti non sono uguali.
li
Le correnti che attraversano due Diodi in
parallelo possono essere molto diverse tra
loro.
Per ridurre tale differenza di correnti ad
un valore accettabile,, è necessario
montare, in serie ad ogni Diodo, una
resistenza di valore tale che la caduta di
tensione sulla resistenza sia un pò
maggiore della possibile differenza tra le
cadute ai capi dei due Diodi.
Quando due o più Diodi vengono montati in serie, la ripartizione delle
tensioni inverse può risultare alquanto diversa su ciascun Diodo, a causa
della diversità delle caratteristiche inverse.
Per migliorare la ripartizione delle tensioni occorre montare in parallelo a
ciascun Diodo una resistenza di valore adeguato in modo che in ciascuna
di esse fluisca una corrente un pò maggiore della possibile differenza tra
le correnti inverse che, a parità di tensione, fluiscono nei due Diodi.
L’accorgimento descritto assicura una migliore ripartizione delle tensioni
inverse a regime permanente; per avere una buona ripartizione anche
durante i transitori occorre aggiungere, in parallelo a ciascun Diodo, una
capacità che, nel caso di due Diodi, deve essere di valore maggiore della
possibile differenza tra le capacità inverse dei singoli Diodi.
Il comportamento ideale di un Transistor (per il quale si
impiegherà in seguito il simbolo del BJT),
BJT) funzionante in
regime di commutazione può essere assimilato a quello un
i
interruttore
(i
(interruttore
statico)
i ) di cuii è possibile
ibil
comandare, agendo sulla corrente di base (corrente di
pilotaggio), sia l’apertura che la chiusura.
Diversamente da un interruttore
elettromeccanico, però, la corrente
puòò circolare
i l
nell Transistor
T
i t solo
l in
i
una direzione (cioè dal collettore
all’emettitore).
BJT di tipo
p NPN
Il comportamento reale del BJT si discosta da quello ideale, sia durante il
funzionamento a regime permanente sia durante quello transitorio. Le
principali cause di scostamento dal comportamento ideale sono dovute:
• alla caduta diretta,, qquando il Transistor si trova in saturazione;;
• ai fenomeni connessi alle commutazioni.
Quando invece il Transistor è interdetto, purché la tensione applicata sia
minore di qquella di blocco, la corrente che lo attraversa risulta sempre
p del
tutto trascurabile al fine della valutazione sia del comportamento globale
del circuito sia delle perdite nel componente.
La tensione Vce che si presenta tra collettore ed
emettitore quando il transistor lavora in
regime di saturazione dipende da:
• tipo di Transistor;
• temperatura di giunzione;
• corrente Ic di collettore;
• corrente Ib di pilotaggio.
Per una assegnata corrente di base, al crescere
della corrente di collettore l’andamento della
caduta diretta presenta inizialmente una
pendenza
abbastanza
modesta
che
successivamente aumenta in maniera quasi
i
improvvisa
i (uscita
( i dalla
d ll zona di saturazione).
i )
C
Commutazione
t i
dallo
d ll stato
t t di interdizione
i t di i
a quello
ll di saturazione
t
i
Applicando alla base di un transistor in
interdizione un gradino di corrente
inizialmente, nell’intervallo di tempo td
(delay time), questo continua a rimanere
interdetto. In seguito la corrente di collettore
inizia a crescere fino a raggiungere il valore
di regime corrispondente alla situazione di
saturazione.
Tale
comportamento
è
caratterizzato dal tempo di salita tr (tempo di
salita o rise time) solitamente maggiore di td.
Tempo di commutazione ton = td + tr .
C
Commutazione
t i
dallo
d ll stato
t t di interdizione
i t di i
a quello
ll di saturazione
t
i
Durante tr la Vce può assumere anche valori elevati e ciò causa una
consistente dissipazione
p
di ppotenza sul transistor specie
p
qquando la
frequenza di commutazione è elevata (decine di kHz).
L’inserzione di un’induttanza collegata
g
in serie al collettore riduce la
pendenza con la quale aumenta la corrente di collettore riducendo così le
perdite dovute alla commutazione.
p
Commutazione dallo stato di saturazione a quello di interdizione
Quando un transistor in saturazione viene
portato in interdizione, la ic in un primo
intervallo di tempo di durata ts (storage
time), permane al valore precedente. In
seguito la ic inizia a diminuire con
pendenza praticamente costante.
Questo comportamento viene caratterizzato
dal tempo tf (tempo di discesa o fall time).
Anche
c e ts e tf ddipendono
pe do o da
dal ttipo
po ddi
transistor, dalla temperatura e dalle
caratteristiche del circuito di pilotaggio.
p
gg
Commutazione dallo stato di saturazione a quello di interdizione
Durante la fase di diminuzione della corrente la tensione presente tra
collettore ed emettitore è diversa da zero, ciò potrebbe causare elevate
dissipazioni di potenza le quali possono essere ridotte con l’inserimento di
una capacità collegata tra il collettore e l’emettitore del transistor.
Nei convertitori alimentati con tensioni di ampiezza modesta, i fenomeni
connessi alle capacità
p
ppresenti nelle due ggiunzioni del Transistor sono in
genere trascurabili.
Nei convertitori,, con elevate tensioni di alimentazione,, la capacità
p
presente sulla giunzione base-collettore può produrre correnti di collettore
con andamento impulsivo
p
che raggiungere
gg g intensità non trascurabili.
Tale fenomeno può essere descritto sostituendo alla capacità distribuita
nella giunzione una capacità concentrata (Cbc = K/√Vcb) connessa tra la
base e il collettore del Transistor.
In presenza di un elevato dvce/dt il condensatore Cbc è percorso da una corrente
pari a Cbc di/dt che viene iniettata in base e, quindi amplificata producendo una ic
elevata.
Per ridurre l’entità della corrente iniettata in base si inserisce una
resistenza Rbe tra la base e l’emettitore.
Un ulteriore miglioramento può essere ottenuto polarizzando
negativamente la base del transistor con una tensione dell’ordine di
qualche volt.
La presenza di Cbc presenta anche l’inconveniente di ridurre la velocità di
discesa della tensione vce quando inizia il pilotaggio del Transistor, in
quanto sottrae corrente al pilotaggio.
Tale inconveniente può venire ridotto applicando, durante la
commutazione, una corrente di pilotaggio maggiore di quella necessaria a
regime permanente.
Nel funzionamento a regime permanente la zona di
impiego di un Transistor è definita come area di
sicurezza (Safe Operating ARea, SOAR).
Definisce la zona dove il BJT può lavorare in
maniera continuativa.
In un diagramma Ic-Vce tale area è limitata da
quattro curve:
• massima corrente continuativa sopportabile (IcM
M);
• massima tensione Vce sopportabile;
Pd/Vce;
Andamento tipico della • massima potenza dissipabile Ic=P
SOAR (log-log)
• breakdown secondario.
• La massima corrente continuativa sopportabile è un valore indipendente dalla
tensione Vce. Essa è definita sulla base della massima densità di corrente
continuativa
ti ti
sopportabile
t bil dagli
d li elementi
l
ti che
h compongono l’assemblaggio
l’
bl i del
d l
Transistor.
• La massima tensione collettore-emettitore sopportabile dipende dalle modalità di
pilotaggio; nel definire la SOAR normalmente si fa riferimento alla Vceo cioè alla
massima tensione sopportabile
pp
con il circuito di base aperto
p
((corrente di base
nulla).
• La curva di massima potenza dissipabile dipende dal dimensionamento del circuito
di raffreddamento e ha un andamento lineare. Per temperature del contenitore più
elevate la potenza dissipabile diminuisce in maniera lineare fino ad annullarsi in
corrispondenza
i
d
alla
ll massima
i temperatura
t
t
ammissibile
i ibil per la
l giunzione
i i
(θmax).
)
• Il breakdown secondario è un fenomeno di degrado termico che si verifica a causa
del gradiente di tensione lungo la base,
base in cui alcuni punti della giunzione
collettore-base raggiungono un valore termico instabile.
Funzionamento impulsivo
Più importante visto che i semiconduttori
vengono
utilizzati
in
regime
di
commutazione.
La corrente massima in regime impulsivo è
maggiore di quella continuativa.
Le limitazioni dovute alla potenza massima
dissipabile
e
al
breakdown
secondario
diventano
d
ve ta o ta
tanto
to meno
e o restrittive
est tt ve qua
quanto
to
minore
è
la
durata
dell’impulso
scomparire per impulsi molto brevi.
Confronto tra SOAR in regime
continuativo
ti ti
(li
(linea
continua)
ti ) ed
d in
i
regime impulsivo (linee tratteggiate).
fino
Durante la fase di apertura per ridurre i tempi di commutazione la base del
Transistor viene spesso polarizzata inversamente.
In tale condizione operativa,
operativa occorre fare riferimento alla SOAR inversa o
RBSOAR.
L’area
a ea d
di ssicurezza
cu e a inversa
ve sa ssi riduce
duce aall’aumentare
au e ta e de
dellaa co
corrente
e te inversa
ve sa app
applicata
cata
alla base del Transistor.
Nelle applicazioni che richiedono elevate
correnti di collettore,, pper ridurre la corrente
di pilotaggio, si ricorre all’impiego di più
Transistor in configurazione
g
Darlington.
g
Le resistenze tra base ed emettitore servono per ridurre gli effetti dovuti alla
corrente di dispersione dei due Transistor.
La tensione di saturazione di T2 è Vce2 = Vbe2 + Vce1
In fase di apertura il tempo complessivo di accumulo risulta pari alla somma
d i tempii ddeii due
dei
d Transistor.
T
i
Per
P ridurre
id
i tempii di apertura sii inserisce
i
i
un
diodo tra la base di T2 e quella di T1.
S
Sono
iin genere iintegrati
t
ti in
i un’unica
’ i pasticca
ti
di silicio.
ili i
I principali dati forniti dal costruttore possono essere suddivisi in due gruppi:
• dati relativi al comportamento statico;
• dati relativi al comportamento transitorio.
Comportamento statico
• la massima tensione applicabile tra collettore e base (Vcbo);
• la massima tensione inversa tra base ed emettitore (Vebo);
• la tensione di saturazione base-emettitore (Vbe sat);
• la tensione di saturazione collettore-emettitore
collettore emettitore (Vce sat);
• il rapporto minimo tra le correnti di collettore e di base;
• ll’andamento
andamento della SOAR in funzionamento continuativo e impulsivo;
• la corrente di breakdown secondario (Is/b).
Comportamento transitorio
Per quanto riguarda il comportamento transitorio, vengono in genere
forniti:
• i tempi di commutazione td, tr, ts e tf , in corrispondenza a varie
condizioni operative;
• il valore della capacità Cbc, in corrispondenza a vari valori della
tensione Vce ;
• la resistenza termica transitoria.
Alcune volte viene anche riportato l’andamento della SOAR inversa.
Il circuito di pilotaggio di un Transistor di potenza deve provvedere a:
1. fornire una corrente di pilotaggio sufficiente a mantenere il
transistor in saturazione, quando questo deve essere chiuso;
2. assicurare una buona commutazione del transistor.
Per soddisfare 1. il dispositivo di pilotaggio deve fornire una corrente
l
leggermente
t superiore
i
a quella
ll di saturazione
t
i
d l Transistor.
del
T
it
Per soddisfare 2. si deve imporre che il tempo di salita della corrente di
pilotaggio sia inferiore al tempo di ritardo del Transistor.
Transistor
Per ridurre l’influenza della capacità Cbc la corrente di pilotaggio durante la
commutazione deve essere più elevata di quella a regime permanente.
permanente
Per una buona apertura del Transistor si applica una lieve f.e.m. inversa con
una bassa impedenza serie.
serie
Quando si desidera che il Transistor di
potenza (TP) entri in conduzione, il
segnale vi di ingresso viene portato alto
in modo tale da portare in conduzione i
Transistor T4, T3 e T1 ed in interdizione
il Transistor T2.
Il ramo, composto da R2 e C2 serve per
fornire una sovracorrente di pilotaggio
durante la chiusura di TP.
Se si desidera che il transistor di potenza venga spento, il segnale di
ingresso viene portato basso, in modo tale da portare in conduzione il
Transistor T2 ed in interdizione i Transistor T1, T3 e T4.
Per diminuire la durata dei tempi di apertura si evita che,
che durante la fase di
conduzione, il Transistor di potenza possa trovarsi in una situazione di
saturazione molto spinta in modo che possa condurre in regime quasi lineare
e velocizzare la sua apertura.
Per contro,
contro la caduta di tensione e le perdite di conduzione risultano un pò
più elevate di quelle corrispondenti al funzionamento in saturazione.
In molti convertitori gli emettitori dei diversi Transistor di potenza non si
trovano tutti allo stesso ppotenziale. E’ necessario disaccoppiare
pp
galvanicamente i circuiti di pilotaggio di almeno una parte dei Transistor dal
circuito di controllo dell’intero convertitore.
Il disaccoppiamento può essere ottenuto impiegando un trasformatore o un
accoppiatore
pp
ottico.
Quando si impiega un trasformatore, questo può essere utilizzato per
trasferire tutta la potenza necessaria per il pilotaggio del Transistor oppure
solo a livello di segnale.
Quando, invece, si impiega un accoppiatore ottico, questo può, ovviamente,
essere utilizzato solo a livello di segnale. Occorre inserire un circuito di
alimentazione per fornire le tensioni di alimentazione dei circuiti di
pilotaggio disaccoppiate tra loro.
Protezioni contro sovracorrenti
Per rilevare la necessità di intervento della protezione contro le sovracorrenti
si p
possono impiegare
p g varie tecniche.
Quella più diretta è basata sulla misura della corrente di collettore o di
emettitore del Transistor.
Un’altra tecnica, notevolmente semplice, è di tipo indiretto e si basa sulla
determinazione dell’uscita del Transistor dalla saturazione: tale
determinazione viene effettuata mediante il confronto tra la tensione Vce ed
una tensione leggermente superiore a quella di saturazione.
Entrambe le tecniche descritte sono in grado di assicurare una efficace
protezione del transistor quando le induttanze presenti nel circuito sono tali
da garantire che la corrente di collettore non possa variare in maniera troppo
rapida.
Protezioni contro sovratensioni
Per proteggere un Transistor contro le sovratensioni
si inserisce un circuito costituito da un Diodo,
Diodo un
condensatore ed una resistenza, atto ad evitare
ll’insorgere
insorgere di una elevata corrente durante la fase di
chiusura del Transistor.
L’inserzione di un condensatore consente anche di ridurre le perdite
localizzate nel Transistor durante la fase di apertura. In molte applicazioni,
il valore di capacità scelto sulla base di quest’ultima esigenza risulta
sufficiente anche per proteggere il Transistor da sovratensioni.
Un altro accorgimento, necessario in presenza di carichi induttivi, consiste
nell’inserzione di un Diodo di libera circolazione tra emettitore e collettore,
atto a creare una via di passaggio della corrente quando il Transistor viene
interdetto.
Montaggio
gg in pparallelo
Il montaggio di più Transistor in serie è estremamente raro, mentre il
montaggio in parallelo è più frequente.
Durante la conduzione, la ripartizione delle correnti può non risultare
uniforme a causa dei diversi valori del guadagno in corrente (hfe) e delle
tensioni di saturazione (Vbe sat e Vce sat).
Un miglioramento nella ripartizione delle correnti durante la conduzione
può essere ottenuta inserendo, in serie all’emettitore o alla base di ciascun
Transistor, una resistenza di valore opportuno.
Le principali cause di non uniforme ripartizione della corrente durante le
commutazioni sono costituite da diversi valori dei parametri dinamici dei
Transistor e da diversi valori delle induttanze dei collegamenti.
Un accorgimento è quello di scegliere una struttura geometrica del circuito
più simmetrica possibile e di adottare un circuito di pilotaggio tale da
ridurre i tempi di commutazione.
Caratteristiche statiche di un MOSFET
Simbolo grafico del MOSFET
Circuito semplificato di un MOSFET
Vantaggi
• Tempi di commutazione
(e quindi perdite) notevolmente
più piccoli;
p
p
;
• corrente di pilotaggio a regime
estremamente ridotta;;
• non presentano fenomeni di
breakdown secondario;
• collegamento in parallelo senza
particolari accorgimenti.
Svantaggi
• Caduta di tensione diretta maggiore;
• per ridurre i tempi di commutazione
(dipendenti dalla presenza di CGD) è
necessario che il circuito di pilotaggio
presenti una piccola impedenza serie;
• non sopporta sovratensioni anche di
breve durata;
• limiti sulla massima tensione
sopportabile tra Gate e Source;
• impiegati per tensioni fino a qualche
centinaio di Volt.
IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor )
Componenti che sfruttino i vantaggi delle tecnologie bipolare e ad effetto di campo
integrando BJT e MOSFET.
Tale architettura conferisce al dispositivo la caratteristica di alta impedenza di
i
ingresso,
ti i del
tipica
d l MOSFET,
MOSFET e una capacità
ità di conduzione
d i
d ll corrente
della
t simile
i il a
quella di un BJT.
IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor )
Il funzionamento di un IGBT può essere
spiegato
p g sulla base di un circuito equivalente:
q
applicando al gate una tensione positiva
rispetto
p
all’emettitore,, il MOSFET di
ingresso entra in conduzione, polarizzando
direttamente la ggiunzione base-emettitore del
BJT Q1.
La sua accensione provoca la modulazione
della conducibilità della regione n-, il cui è
effetto è stato schematizzato con la resistenza
Rdrift.
La riduzione a zero della tensione vge
g
determina lo spegnimento del componente.
IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor )
Il BJT parassita Q2 forma con Q1 una struttura
a controreazione, che potrebbe causare una
conduzione non controllata dell’IGBT. Ciò
viene evitatato riducendo la resistività,
mediante un forte drogaggio della zona di
strato p al di sotto.
In fase di spegnimento del dispositivo, a
causa della elevata Cgc ed in corrispondenza a
consistenti valori di dvce/dt, si potrebbero
verificare fenomeni di riaccensione. Per
evitare tale inconveniente, lo spegnimento del
componente deve avvenire applicando una
tensione vge negativa.
V t i
Vantaggi
Le principali caratteristiche che rendono vantaggioso l’impiego degli
IGBT sono le seguenti:
• pilotaggio simile a quello di un MOSFET (con assorbimento di corrente
solo durante le commutazioni);
• tempi di commutazione molto contenuti rispetto a quelli di un BJT di
uguale portata (in genere inferiori al ms);
• tensioni massime sopportabili molto maggiori di quelle applicabili ad un
MOSFET, senza pesante degrado delle prestazioni;
• minori problemi, rispetto ad un BJT, per soddisfare i requisiti connessi
alla SOAR inversa.
Caratteristiche IGBT
Gli andamenti delle caratteristiche di uscita di un IGBT sono molto simili a
quelle di un Transistor bipolare,
q
p
, ppur ppresentando una uscita dalla
saturazione molto più marcata.
Comportamento ideale
Gli SCR (Silicon Controlled Rectifier) o Tiristori rappresentano il
componente fondamentale per i convertitori di più alta potenza e per molti
dei convertitori alimentati in corrente alternata.
Idealmente possono essere considerati come degli interruttori che possono
condurre in un’unica direzione e di cui è possibile comandare solo la
chiusura. L’apertura è invece determinata solo dal circuito di potenza al
quale è connesso.
Caratteristiche statiche
Ih
Vd
Vak = tensione applicata fra anodo e catodo
Vak = tensione di picco diretta
Ia = corrente che fluisce nel componente
Ig = corrente applicata
pp
all’elettrodo di controllo
Ih = corrente di tenuta (hold)
Meccanismi di innesco
Ic1 = hfe1Ib1 + Iceo1 dove Iceo1 = (1 + hfe1) Icbo1
Ic2 = hfe2Ib2 + Iceo2 dove
d
Iceo2 = (1 + hfe2) Icbo2
Tenendo conto che
Ib1 = Ic2
Ib2 = Ic1 + Ig
Ia = Ic1+Ic2
Meccanismi di innesco
Ic1
Anello a reazione positiva con guadagno hffe1hffe2
Meccanismi di innesco
hfe varia con la corrente di emettitore, quindi se Ig = 0 e la tensione Vak < Vd,
la condizione di guadagno d’anello minore dell’unità è verificata e pertanto
la corrente anodica Ia è molto piccola.
Ia = [(1 + hfe2) Iceo1 + (1 + hfe1) (Iceo2 + hfe2 Ig)]/(1- hfe1hfe2)
Meccanismi di innesco
Se, con Vak < Vd, sii applica
S
li una Ig >0 le
l correnti
ti di emettitore,
ttit
e di
conseguenza anche il guadagno di anello aumentano.
Se la corrente di pilotaggio raggiunge
raggi nge unn valore
alore tale per cui
c i hfe1·hhfe2 > 1,
1 il
funzionamento del Tiristore diventa instabile ed Ia dipende solo dal circuito
esterno Una volta terminato ll’innesco
esterno.
innesco, se la corrente anodica rimane
maggiore di Ih, il valore del guadagno d’anello si mantiene maggiore
dell unità.
dell’unità
Meccanismi di innesco
Il meccanismo di innesco descritto giustifica anche l’innesco dovuto ad una
t i
tensione
anodica
di maggiore
i
della
d ll massima
i tensione
t i
di picco
i
diretta
di tt Vd:
all’aumentare della tensione aumentano le correnti di dispersione, quindi i
valori dei guadagni in corrente
corrente.
Meccanismi di innesco
L innesco può avvenire anche se, senza raggiungere il valore Vd, la tensione
L’innesco
anodica sale con un dv/dt elevato.
Il rapido
p
incremento della tensione pproduce,, a causa delle capacità
p
ppresenti
tra i vari strati del semiconduttore, delle correnti transitorie nei due
Transistor che ppossono pportare il pprodotto hfe1·hfe2 ad un valore maggiore
gg
dell’unità.
Caratteristica dell’elettrodo di controllo
L’area di possibile accensione presenta punti
molto prossimi alla curva di massima potenza
dissipabile in regime continuativo. Risulta
quindi difficile, se si desidera mantenere
applicato il pilotaggio per lunghi intervalli di
tempo, scegliere la caratteristica del circuito
di pilotaggio in modo tale da garantire
l’accensione del Tiristore in qualunque
condizione operativa evitando di superare la
massima potenza continuativa dissipabile.
In molte applicazioni è conveniente, per
migliorare la commutazione, che la corrente
di pilotaggio sia alquanto maggiore di quella
di sicura accensione.
Caratteristica dell’elettrodo di controllo
La minima Vg di sicura accensione
risulta praticamente indipendente dal
valore della temperatura di giunzione.
La minima Ig di sicura accensione
presenta una cospicua dipendenza dal
valore della temperatura.
Il valore della max Vg che garantisce la
non accensione del Tiristore è molto
piccolo, quindi il circuito di pilotaggio
deve essere progettato con particolare
cura al fine di evitare l’insorgere di
disturbi che potrebbero portare ad
accensioni indesiderate del Tiristore.
Caratteristica dell’elettrodo di controllo
Nei circuiti in cui si è sicuri che, nell’istante
in cui si inizia il pilotaggio, la Vak sia positiva
e che, in tutto l’intervallo di tempo durante il
quale si desidera che il Tiristore sia chiuso,
l Ia > Ih, è sufficiente
la
ffi i t impiegare,
i i
per il
pilotaggio, un impulso di corrente di durata
pari a 6 - 8 s.
s In questo caso,
caso quindi,
quindi la
potenza di pilotaggio che occorre prendere in
considerazione è q
quella di p
picco sopportabile
pp
dalla giunzione.
Altrimenti si deve ricorrere ad un treno di
impulsi con  = 0.1-0.3.
Caratteristica dell’elettrodo di controllo
Noto il rapporto γ, è possibile fissare i
valori di eg ed Rg in modo tale che la
caratteristica del circuito di pilotaggio
non superi la curva della massima
potenza
t
di i bil e sia
dissipabile
i abbastanza
bb t
lontana
dall’area
di
possibile
accensione
accensione.
Nel caso di Tiristori di grossa taglia la
corrente
che
deve
essere
applicata
all’elettrodo di controllo può risultare
elevata. Si adotta una configurazione in
cui la corrente di pilotaggio del Tiristore
RC1 è fornita da un altro Tiristore, RC2 di
t li ridotta
taglia
id tt e che
h richiede
i hi d una piccola
i l
corrente di pilotaggio (Amplifying Gate).
Comportamento transitorio
Durante la fase di innesco,
l’intensità di corrente presenta un
ritardo iniziale di durata pari a td
(tempo di ritardo), simile a quello
di un transistor e dipendente dalle
caratteristiche dell’impulso di
accensione. Durante la fase di
salita della corrente, la tensione
anodica diminuisce lentamente.
Pertanto, durante la commutazione
si verifica una dissipazione di
energia che risulta tanto maggiore
quanto più elevato è il di/dt.
Comportamento transitorio
Il passaggio dallo stato di conduzione a quello di interdizione
(spegnimento) non può essere controllato agendo sull’elettrodo di controllo
ma dipende solo dal circuito anodico e richiede un tempo ts di spegnimento.
I Tiristori possono essere suddivisi in due distinte famiglie:
• Tiristori lenti (o per commutazione da rete) che presentano un tempo di
spegnimento compreso tra alcune decine di s (per i Tiristori di
piccolissima potenza) a svariate centinaia di s;
• Tiristori veloci (o per commutazione forzata) che presentano tempi di
spegnimento ridotti.
Il tempo di spegnimento aumenta all’aumentare della temperatura e della
corrente anodica mentre diminuisce all’aumentare della velocità di discesa
della corrente, della tensione inversa applicata tra anodo e catodo e della
polarizzazione inversa dell’elettrodo di controllo.
Comportamento transitorio
A seconda della velocità di discesa della corrente anodica e del
valore
l
d ll tensione
della
i
i
inversa
applicata
li
all Tiristore
ii
sii possono
individuare tre diverse modalità di spegnimento:
• statico;
• quasi statico;
• forzato.
Spegnimento statico
Lo spegnimento statico è lo spegnimento tipico dei circuiti in cui
la corrente presenta un andamento decrescente in maniera
esponenziale ed è caratterizzato da una lenta discesa della corrente
all di sotto della
d ll corrente di tenuta, senza che
h il Tiristore
Ti i
risulti
i l i maii
contropolarizzato. Tra i vari tipi di spegnimento, questo è quello
che presenta il tempo di spegnimento più lungo.
Per contro, le perdite di commutazione dovute allo spegnimento
sono del tutto trascurabili.
Spegnimento quasi statico
Lo spegnimento quasi statico è caratterizzato da una diminuzione
non eccessivamente veloce della corrente anodica e/o da una
controtensione modesta o comunque con un dv/dt limitato.
L maggiore
La
i
velocità
l i à di discesa
di
d ll corrente e l’eventuale
della
l’
l
applicazione di una controtensione riducono in maniera
consistente la durata del tempo di spegnimento, rispetto a quella
della modalità precedente. Anche in questo tipo di spegnimento,
l’assenza di una contropolarizzazione riduce a valori praticamente
trascurabili le perdite localizzate nel semiconduttore durante lo
spegnimento.
Spegnimento forzato
Lo spegnimento
L
i
t forzato
f
t è caratterizzato
tt i t dalla
d ll applicazione
li i
di una
controtensione con un dv/dt elevato che viene normalmente ottenuta
chi dendo in parallelo al Tiristore unn generatore con una
chiudendo
na bassa impedenza
impeden a
interna. Questo tipo di spegnimento permette di minimizzare la durata del
tempo di spegnimento,
spegnimento ma presenta ll’inconveniente
inconveniente di provocare delle
perdite consistenti nel semiconduttore.
trr=t2+t3
di
dt

t 0
vC (0)
LS
Per realizzare un interruttore bidirezionale si possono impiegare due
Tiristori collegati in antiparallelo. Quando i valori della tensione e
ll’intensità
intensità della corrente in gioco sono modesti (800-1000V,
(800 1000V 40-50A)
40 50A)
i due Tiristori possono essere sostituiti da un unico componente
cchiamato
a ato Triac.
ac. Tale
a e co
componente
po e te p
presenta
ese ta i va
vantaggi
tagg ssiaa d
di esse
esseree
integrato in una unica pasticca di silicio sia di avere un unico
elettrodo di controllo.
Un Triac viene distinto a seconda dei quadranti necessari per
l’accensione:
• a due quadranti, se l’impulso di pilotaggio deve avere lo stesso
segno della corrente anodica;
• a tre quadranti,
quadranti per la conduzione sia di corrente anodica positiva
sia di corrente negativa con un’unica polarità del pilotaggio;
• a quatt
quattro
o quad
quadranti,
a t , se u
un impulso
pu so d
di p
pilotaggio
otagg o d
di po
polarità
a tà qua
qualsiasi
s as
permette di ottenere una conduzione in entrambi i versi.
Nei convertitori alimentati in corrente continua che impiegano uno
spegnimento quasi statico, in antiparallelo al Tiristore viene posto un
Diodo che evita l’insorgere di una tensione inversa sul Tiristore. Pertanto
i Tiristori adatti allo spegnimento quasi statico non devono sopportare
una tensione inversa dello stesso ordine di grandezza di quella diretta e
possono presentare una caratteristica di interdizione fortemente
asimmetrica.
Molti di essi comprendono il Diodo in antiparallelo già integrato nella
stessa pasticca di silicio.
Comportamento statico
• Massimo picco ripetitivo di tensione inversa sopportabile (VRRM);
• massimo picco non ripetitivo di tensione inversa (VRSM);
• massimo valore di tensione diretta (VDRM) per il quale, in assenza di pilotaggio, è
garantita la non accensione del Tiristore;;
g
• il valore di corrente continuativa sopportabile (IAV);
• il valore efficace di corrente sopportabile in varie situazioni operative (IRMS);
• il valore di picco non ripetitivo (IFSM);
• la potenza dissipata in varie situazioni operative;
• la
l caduta
d diretta
di
Vak in
i funzione
f i
della
d ll corrente anodica;
di
• la corrente inversa corrispondente alla massima tensione inversa applicabile;
• le caratteristiche dell
dell’elettrodo
elettrodo di controllo (area in cui è compresa la caratteristica,
caratteristica
area di possibile accensione);
p
a cui il semiconduttore ppuò lavorare;;
• la massima temperatura
• la resistenza termica tra semiconduttore e contenitore (Rθjc).
Comportamento transitorio
• i valori dei tempi relativi alla accensione;
• il valore del massimo di/dt sopportabile durante l’accensione;
• il valore del massimo dv/dt, per il quale è garantita la non accensione;
• il valore del tempo di spegnimento (ts), con una o più modalità di
spegnimento;
• l’andamento della capacità tra anodo e catodo, al variare della tensione
applicata;
• il valore del tempo di recupero o quello della carica inversa;
• la resistenza termica transitoria tra giunzione e contenitore rθ(t);
• l’area quadratica (i2t) di corrente sopportabile in caso di sovraccarico;
Le specifiche variano a seconda del di/dt
all’accensione. In caso di basso di/dt, nessun
accorgimento particolare va considerato.
considerato
Quando il di/dt raggiunge valori elevati è
conveniente che ll’ampiezza
ampiezza dell
dell’impulso
impulso di
corrente di pilotaggio sia la più elevata
possibile.
È necessario che il tr della corrente abbia una
durata
du
ata inferiore
e o e aal td de
del Tiristore.
sto e.
Quando
è
necessario
disaccoppiare
ggalvanicamente il circuito di controllo da
quello di potenza si inserisce un trasformatore
che trasferisce tutta la ppotenza necessaria pper
il pilotaggio.
Protezioni contro eccessivi di/dt
All’atto dell’accensione la Ia applicata al Tiristore deve salire con un di/dt
minore del di/dt max. sopportabile
pp
dal componente;
p
; risulta,, ppertanto,,
necessario aggiungere induttanze addizionali, tali da portare il di/dt a valori
accettabili.
L’inserimento di una induttanza produce una dissipazione di energia all’atto
della apertura
p
del Tiristore stesso e richiede un accurato esame delle
sovratensioni che possono verificarsi in questa situazione operativa.
In molti convertitori, per limitare la quantità di energia magnetica
immagazzinata dall’induttanza, si fa ricorso ad induttanze saturabili, che
limitano il valore del di/dt solo per un breve intervallo di tempo, sufficiente
al diffondersi dell’innesco su tutto il Tiristore.
Protezioni contro eccessivi dv/dt
Se il valore del dv/dt (che può portare in conduzione il Tiristore, anche in
assenza di impulso di pilotaggio) applicato ad un Tiristore può risultare
maggiore di quello sopportabile, diventa necessario impiegare un
opportuno circuito atto a ridurre la pendenza della tensione anodica.
Il circuito impiegato è analogo a quello già illustrato per proteggere i
Diodi da sovratensioni.
Protezioni contro eccessivi dv/dt
Per ricavare il valore della max. tensione di picco Vap e del max. dv/dt si
può ricorrere ad andamenti grafici anziché espressioni analitiche.
Vap dipende solo da , mentre il dv/dt è proporzionale a Eg ed n.
Si sceglie  in base a
Vap e ppoi il valore di
n che soddisfa il
dv/dt.
Protezioni contro eccessivi dv/dt
In molte applicazioni, il valore della resistenza R risulta molto piccolo e
tale da produrre, durante la successiva accensione del Tiristore, una
corrente troppo elevata. Si ricorrere ad un circuito in cui sono stati
introdotti un Diodo ed una ulteriore resistenza.
IIn questo
t modo
d la
l resistenza
it
posta
t in
i serie
i all condensatore
d
t
d
durante
t la
l fase
f
di salita della tensione è pari al parallelo tra R1 e R2, mentre risulta pari
ad R2 quando
q ando il Tiristore viene
iene chiuso.
chi so
Sovracorrenti e sovratensioni
I problemi connessi alla protezione locale dei Tiristori contro sovracorrenti
sono del tutto analoghi a quelli dei Diodi.
Molto spesso, specialmente nei convertitori alimentati in corrente
continua,
i
i Tiristori
i i i sono impiegati
i i
i come interruttori
i
i statici
i i con un
apposito circuito che provvede al loro spegnimento. In questo caso è,
quindi,
i di possibile
ibil impiegare
i i
anche
h protezioni
i i locali
l li di tipo
i attivo.
i
Occorre rilevare che le protezioni attive dei Tiristori hanno un tempo di
i t
intervento
t più
iù lungo
l
rispetto
i tt a quelle
ll dei
d i Transistor.
T
it
Anche per le sovratensioni le protezioni locali sono realizzate con circuiti
RC o con soppressorii di sovratensione.
t i
Molto spesso il circuito RC impiegato per limitare il dv/dt è sufficiente
anche per proteggere il Tiristore da sovratensioni.
sovratensioni
Montaggi in serie e in parallelo
Occorre considerare
• differenze tra le caratteristiche statiche dei vari componenti
• differenze tra le caratteristiche dinamiche (tON, trr e IrM ).
Nel caso di montaggio in parallelo, la differenza tra i tempi di accensione
può produrre un incremento del valore del di/dt di uno dei componenti,
mentre può provocare valori transitori della tensione diretta più elevati di
quello massimo sopportabile dal componente, nel caso di montaggio in
serie. Le differenze tra i tempi di recupero richiedono particolari
accorgimenti quando lo spegnimento viene effettuato in maniera forzata.
Attualmente, piuttosto che utilizzare montaggi in serie o in parallelo si
preferisce ricorrere ad apposite strutture di conversione, ad esempio
convertitori con struttura a più livelli.
Componenti derivati dai tiristori
Lo spegnimento dei Tiristori rappresenta il principale problema connesso al
loro impiego. L’ampia diffusione dei Tiristori ha portato a cercare di
superare tale problema mediante lo sviluppo di componenti che possono
essere spenti agendo opportunamente sull’elettrodo di controllo.
I primi componenti con tale caratteristica sono stati i GTO (Gate Turn-Off
Thyristors) che hanno ottenuto un successo industriale inferiore alle attese
per il contemporaneo incremento delle portate dei BJT e, successivamente
degli IGBT.
L’interesse per i Tiristori e per i componenti da essi derivati si è spostato per
tensioni e potenze sempre più elevate.
Attualmente l’intersse è rivolto solo a GTO, GCT (Gate Controlled turn-off
Th
Thyristors)
) edd i Tiristori
Ti i
i con gate isolato.
i l
Struttura dei GTO
La struttura di un GTO può essere approssimata come costituita da un
elevato numero di Tiristori elementari posti in parallelo tra loro.
Il circuito equivalente
q
è simile a qquello di un Tiristore con in ppiù una
resistenza (Rs) tra l’emettitore e la base del Transistor PNP.
A differenza dei Tiristori,, nei GTO i due Transistor NPN e PNP ppresentano
dei guadagni in corrente (hfe) molto piccoli.
Accensione
L’accensione di un GTO richiede un impulso di corrente di ampiezza e
d t maggiori
durata
i i di quelli
lli relativi
l ti i add un Tiristore
Ti i t
a causa del
d l minore
i
guadagno dei due Transistor e della presenza della resistenza Rs.
Se alla fine dell
dell’impulso
impulso di accensione la corrente anodica ha superato di
poco il valore della corrente di tenuta (Ih) può succedere che una rapida
discesa della corrente di pilotaggio provochi lo spegnimento del GTO.
GTO
Per evitare tale inconveniente spesso il pilotaggio del GTO viene
mantenuto con un livello di corrente leggermente maggiore di quello di
mantenuto,
sicura accensione; ciò consente anche una apprezzabile riduzione della
caduta diretta che è sensibilmente maggiore di quella di un equivalente
Tiristore.
Spegnimento
Lo spegnimento può essere effettuato o facendo fluire nell’elettrodo di
controllo una corrente inversa di ampiezza sufficientemente elevata o
applicando all’elettrodo di controllo una controtensione (di ampiezza 510V), eventualmente con una piccola resistenza in serie.
I tempi di spegnimento ts e tf diminuiscono al crescere della controtensione
o della controcorrente applicata.
Il transitorio di discesa della corrente è composto da due fasi:
1. fase di discesa (fall) dove si verifica un rapido decremento della
corrente anodica fino al valore I1 che dipende da Ia, Ig, Eg;
2. fase di coda (tail) dove il decremento della corrente risulta alquanto più
lento che nella prima.
Il valore di I1 (≈ 0.1 Ia) diminuisce all’aumentare di ts; per ridurre le perdite
è conveniente effettuare uno spegnimento lento. Per valori più bassi di I1 si
effettua uno spegnimento rapido.
Massimo dv/dt
Andamento della SOAR di un GTO
La massima pendenza con la quale può
essere riapplicata
pp
al GTO una tensione
diretta durante la fase di spegnimento è
notevolmente dipendente
p
dal valore
della corrente da spegnere.
Se la corrente da spegnere
p g
è minore
della corrente continuativa, il dv/dt
applicabile è paragonabile a quello di un
equivalente Tiristore veloce.
Se la corrente da spegnere è prossima
alla massima corrente commutabile, il
valore del dv/dt si riduce in maniera
consistente.
Massimo dv/dt
Massima corrente commutabile al
Massima corrente commutabile al
variare del dv/dt
variare della capacità del circuito di
protezione
Caratteristiche dei GCT
Lo spegnimento dei GTO presenta alcuni inconvenienti quali:
• un elevato tempo di storage;
• il fenomeno della coda della corrente anodica;
• il limitato valore del dv/dt con il quale può venire riapplicata la tensione
anodica dopo lo spegnimento.
L’ultimo inconveniente è il più gravoso in quanto costringe all’impiego di
circuiti di snubber, con un valore di capacità elevato.
Nelle applicazioni di elevata potenza, i componenti che consentono di
ridurre tutti o parte degli inconvenienti precedentemente evidenziati sono i
GCT e i Tiristori con gate isolato.
Caratteristiche dei GCT
I GCT hanno una struttura analoga a quella
di un GTO,
GTO ma presentano
t
una induttanza
i d tt
del circuito dell’elettrodo di controllo
inferiore.
inferiore
Vantaggi rispetto ai GTO:
• pilotaggio dell
dell’elettrodo
elettrodo di controllo con
un di/dt molto più elevato;
• caduta diretta inferiore;
• ridotto tempo di storage, (frequenza di
commutazione maggiore).
maggiore)
Tiristori con Gate isolato
La prima realizzazione di un componente di questo tipo è stata ottenuta
introducendo un MOS, preposto allo spegnimento del Tiristore.
Per tale motivo il componente è stato denominato MOS Turn-Off thyristor
(MTO). Una ulteriore evoluzione ha condotto allo sviluppo dei MOSControlled Thyristors (MCT) che impiegano,due dispositivi MOS, uno
dedicato all’accensione e l’altro allo spegnimento del Tiristore.
MTO
MCT