approfondimento
Note controcorrente
Assioma
13*
sul mondo delle valvole
Lo studio dell'amplificatore completo!
*12+1 per i superstiziosi
Giuseppe Dia
Cari amici, a volte mi sembra di vivere in
un mondo ben strano! Non so se anche
a voi fa lo stesso effetto, ma spesso mi
pare che le cose, al di là dei problemi e
delle difficoltà quotidiane, abbiano perso quella genuinità che le caratterizzava. Mi spiego meglio: non mi riferisco solo alla qualità del cibo oppure a quella
dell'aria o della vita in genere, bensì ad
una sorta di spontaneità, di allegria magari ingenua, di semplicità che qualche
anno fa era come dominante nella vita
quotidiana. O forse era una carica di ottimismo, che adesso, più smaliziati e disillusi come siamo, abbiamo perso. Intendiamoci: non ho la nostalgia dei tempi passati che generalmente si accompagna all'età matura se non proprio alla
vecchiaia, ma al contrario il desiderio di
una fiducia nel futuro che oggi sento
mancare sempre di più. E la gente attorno a me che s'incupisce, s'incattivisce,
20
luglio-agosto 2005
sorride di malavoglia e forzatamente.
Anche nei giovani con i quali sono quotidianamente in contatto, sento come una
rassegnazione passiva, la consapevolezza di una negatività ineluttabile e la
paura intrinseca e profonda di affrontare la vita. È una sensazione la mia che
forse può non essere vera, ma non vedo
più l'entusiasmo nemmeno nella ricerca,
nell'affrontare le incognite e l'ignoto legato al futuro. E nemmeno quell'allegria
chiassosa e scalpitante che ci caratterizzava e che i giovani di oggi sembrano
aver perso. Piuttosto un atteggiamento
quasi da contabile della vita, che sceglie
il minimo rischio e la strada meno impervia. Così la goliardia è morta e anche il
nonnismo in caserma, almeno quello fatto di scherzi innocenti e mai crudeli.
Ma ancora non ho iniziato a parlare dei
nostri argomenti tecnici; rimedio subito.
approfondimento
'eravamo lasciati con strana constatazione che
nel nostro circuito il punto di riposo scelto lo faceva lavorare in una classe che in qualche modo
dipendeva dall'ampiezza del segnale di ingresso, fluttuando dalla classe AB alla classe B. Anzi proprio in
classe B si aveva la distorsione più bassa, contraddicendo molte errate credenze. Tutto questo non è frutto
di un miracolo ma della oculata scelta del punto di riposo e del tipo di polarizzazione mista che induce la
valvola a lavorare sempre nelle migliori condizioni. Insomma una scelta felice. Un esame delle curve caratteristiche composte delle due valvole ci permette di capire come questo accade. Le abbiamo viste sul numero
scorso e le rivediamo in figura 1. Come ho detto la volta scorsa, le curve si riferiscono al funzionamento a
triodo. Ovviamente è un'approssimazione ma data la
controreazione di griglia schermo, è un'approssimazione lecita. Chi ha letto il mio precedente articolo sulla
controreazione, sa cosa intendo dire. Anche se mi
sembra intuitivo, vi spiego come vengono ricavate. Essendo il funzionamento dei tubi in controfase , si riportano le curve con le corrette polarità nel quadrante 1 e
nel quadrante 4 del diagramma Cartesiano. Dove sull'asse X è rappresentata la polarizzazione negativa di
griglia e sulla Y le correnti anodiche, come sappiamo
già. E ovvio che per avere la minima distorsione le due
curve dovrebbero essere totalmente e perfettamente
complementari, dando come risultatante una retta. Ciò
ovviamente è impossibile. Però possiamo notare che la
polarizzazione a 41 volt (punto di riposo in classe AB)
dà come risultato una caratteristica composta meno lineare del punto a -49, corrispondente alla classe B.
A questo punto molti di voi che mi hanno seguito in queste chiacchierate, capiranno perché ho sempre affermato che lavorare con le valvole non è così semplice
come può sembrare ad un profano e anche riprodurre
un circuito calcolato da altri non è così banale. E che
la maggior dei circuiti semplicissimi che rispecchiano
una tecnica risalente agli anni '20, non lavorano poi così bene come i loro pseudoprogettisti vogliono farci
credere. E nemmeno suonano così bene. Continuando
nel nostro esame stadio per stadio, adesso tocca all'invertitore di fase. Come ho detto la volta scorsa, ci
sono vari metodi per ottenere un segnale sfasato e
ognuno ha pregi e difetti. Vi ho promesso che li esamineremo tutti e lo faremo, ma non in questa sede. Adesso ci limiteremo a studiare quello che ho ritenuto più
opportuno adoperare in relazione alla tipologia del progetto e alle finalità che mi ero riproposto. Devo onestamente affermare che a distanza di tanti anni cambierei
pochissime cose del progetto originale e più avanti vi
consiglierò quali varianti adottare. Ho scartato il vecchio e famoso circuito "catodina" (che tra l'altro era
stato adottato inizialmente anche da Williamson) per-
C
figura 1
ché nonostante la sua semplicità ed economicità ha
due difetti : il primo per la verità non molto grave, è che
non solo non ha amplificazione ma addirittura riduce
leggermente il segnale. Il secondo, invece molto più
grave, è che le impedenze di uscita su anodo e catodo
sono molto diverse, risultando quella di catodo sensibilmente minore. È vero che ci sono alcuni trucchi per
ridurre questa diversità ma sono dei palliativi e complicano il circuito rendendolo meno interessante. Ovviamente vi risparmio la formuletta che lo dimostra e che
potete trovare in tutti i vecchi sacri testi che parlano di
valvole. Vi dico solo che il perfezionamento ideato da
Creviston, quello per capirci che prevede il collegamento diretto tra la placca del triodo che precede e
quello invertitore di fase, in vita mia non sono mai riuscito a farlo funzionare correttamente. In particolar
modo con le ECC 83 o valvole simili di elevato guadagno. Tralasciando circuiti più complessi, tipo quello a
catodi incrociati adatto all'impiego per strumenti, l'alternativa più logica rimaneva quello a doppio triodo ad
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accoppiamento catodico.In questo caso non solo le impedenze di uscita sono uguali essendo le uscite simmetriche sulla placca e le resistenze di carico anodico
uguali (si può dimostrare che in realtà c'è una piccolissima differenza di guadagno e di impedenza tra i due
triodi che però si compensa facilmente), ma anche il
circuito presenta un guadagno che con la ECC 83 è di
circa 35 per ogni ramo. Lo possiamo vedere nello schema elettrico dell'amplificatore rappresentato in figura
2, l'accoppiamento tra i triodi avviene per mezzo del resistore di catodo comune. La valvola in pratica si comporterà come una specie di amplificatore differenziale.
La figura 3 ci aiuterà a capire. Se guardiamo attentamente la configurazione dei due triodi, si nota che mentre il primo lavora a catodo comune come di consueto,
il secondo ha l'ingresso del segnale sul catodo per il
fatto che questi elettrodi sono accoppiati. Si comporta
quindi come un amplificatore con "griglia a massa".
Questa è una configurazione che analizzeremo quanto
prima continuando ad occuparci di valvole. Per adesso
prendetela così com' è . Vi basti solo sapere che la griglia a massa, ovviamente nei confronti del segnale, è
una tipologia che amplifica in tensione e che l'impedenza di uscita di placca è molto alta. Inoltre questo
schema circuitale comporta che un triodo inverte la fase e l'altro no. Ecco spiegato il fatto che sulle due placche la fase è invertita e che si può considerare una
specie di amplificatore differenziale. Per avere la corretta dinamica con questo tipo di invertitore di fase è
necessario che la tensione di catodo sia elevata pertanto le griglie devono avere una tensione relativamente elevata in quanto la loro polarizzazione dovrà essere
inferiore a quella di catodo solo del valore che è necessario per il corretto funzionamento. Pertanto si vede la necessità del condensatore tra griglia e massa.
Questo condensatore verrà dimensionato con la ormai
nota formula e vediamo che nel nostro caso la sua capacità dovrà essere di circa 0.25 microfarad dato che
la resistenza di griglia è di 1 MΩ e la frequenza minima
da riprodurre è di 20 Hz. C'è da notare che questo condensatore deve avere un isolamento molto elevato. Come d'altra parte tutti quelli impiegati nel nostro amplificatore. Infatti, anche non considerando le elevate tensioni in gioco, le resistenze delle griglie controllo sono
di valore relativamente grande per cui è opportuno che
la resistenza di isolamento dei condensatori non sia inferiore al Gigaohm! Quindi almeno 1000V di isolamento
o meglio ancora un bel carta-olio da 3000V. A questo
punto vediamo il perché della scelta delle valvole. Per
le finali credo che non ci siano dubbi, come visto nello
scorso numero della rivista: con quelle premesse la
scelta era quasi obbligata. Come pure per la raddrizzatrice. Invece per l'invertitrice di fase e la preamplificatrice c'erano molte possibilità. Inizialmente avevo pen22
sato a un ECC 82 o meglio ancora ad una ECC 40 che
avrebbe avuto una distorsione minore , ma la prima di
queste due aveva un guadagno troppo basso e l'altra
una tensione tra catodo e filamento troppo bassa. Dobbiamo tenere conto che la tensione tra catodo e massa
di questo circuito è di circa 115 volt ; quindi se teniamo
presente che il filamento della ECC 83 è alimentato in
continua e le due valvole sono in serie, dobbiamo aggiungere 25 volt per un totale di 140. È quindi misura
prudenziale impiegare una ECC 83 che ha una tensione
catodo - filamento di 180 volt. Vediamo adesso quale
deve essere la polarizzazione della griglia dei triodi rispetto ai catodi cioè la Vg . Questa dipenderà dall'ampiezza del segnale di ingresso. Il quale a sua volta dipenderà dal guadagno dello stadio e dall'ampiezza di
segnale sulle griglie delle finali. Il tutto ovviamente in
zona di massima linearità e quindi di minima distorsione. Bene, sappiamo che nel nostro caso, al massimo la
polarizzazione delle 6L6 può essere a 49.5 volt e che è
opportuno lasciare un margine di - 5 volt per non incorrere in forti distorsioni, come si può vedere dalla figura
1. Allora l'escursione massima di una semionda sulle
griglie delle finali non può superare i 44.5 volt. Questa è
la tensione di picco che dobbiamo trovare sulle placche di ciascun triodo dell'ECC 83. Giacché abbiamo
previsto un guadagno dello stadio invertitore di 35, allora la tensione di ingresso sarà: 44.5 / 35 = 1.3 circa.
Prudentemente stabiliremo in 1.5 volt la polarizzazione
delle griglie. Ma dobbiamo ricordarci che i catodi sono
a 115 volt , per cui la tensione effettiva deve essere di
113.5. È evidente che la soluzione più ovvia e immediata è quella di polarizzare le griglie con la tensione di
placca dello stadio preamplificatore e faremo ciò semplicemente abolendo il condensatore di accoppiamento tra questi stadie calcolando correttamente il valore
della resistenza di placca della preamplificatrice. Per
dimensionare correttamente i valori della resistenza di
catodo e quella delle placche, ci si può riferire ai datasheet delle case costruttrici oppure calcolarla per mezzo delle curve caratteristiche, come abbiamo già visto.
In particolare la Philips in un suo manuale di qualche
anno fa, forniva una tabella con i valori giusti per questo tipo di invertitore che essa stessa impiegava in un
suo amplificatore. Nel prototipo costruito da me ormai
tanti anni fa, le tensioni di catodo e griglia erano rispettivamente di 116 e 114.5 . Questo vi fa capire che piccole variazioni sono irrilevanti per il corretto funzionamento. Altra considerazione da fare è che l'invertitore
per avere tutta la dinamica necessaria senza uscire
dalla zona di linearità, deve lavorare con una differenza tra placca e catodo di almeno 300 volt. Per cui dato
che il catodo è a 115 circa, le placche devono ricevere
una tensione di oltre 400 volt. I valori che vengono fuori dal calcolo sono 75.000 Ω per la resistenza catodica
luglio-agosto 2005
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ta fase, della portante, ai simboli uno e zero. Per
aumentare le prestazioni del sistema, in termini di
velocità di trasmissione, si può invece decidere di
codificare il raggruppamento di più simboli: due nel
caso QPSK (Quaternary PSK) e tre nel caso 8PSK.
Avremo dunque 4 possibili valori di fase per il caso
QPSK ed 8 nel caso 8PSK.
La situazione si può vedere molto bene utilizzando la
rappresentazione a "costellazione", cioè nel piano I-Q.
Nella seguente figura è riportato l'esempio di BPSK,
QPSK e 8PSK.
Una cosa da notare è che la codifica è di tipo Grey,
cioè un simbolo e quello adiacente differiscono solamente per un bit. In teoria, ogni pallino riportato
nella figura precedente rappresenta un solo punto.
Tuttavia la presenza di rumore porta ad avere una
certa dispersione dei valori I-Q, rispetto a quelli teorici, per cui anziché un singolo punto le costellazioni
reali presentano dell "nuvole" più o meno grandi. Nella seguente figura è mostrata la misura di un segnale reale 8PSK, piuttosto rumoroso:
Strumenti di misura
ricondizionati e garantiti;
valvole; componenti
e trasformatori per HiFi;
anche su progetto.
Ovviamente più ci si discosta da valori puntuali, maggiore diventa la probabilità di errore.
[email protected]
Recapito Abruzzo:
dott. Giovanna Nafra
via Roma, 86
64029 Silvi M. (TE)
Tel. 085.930363
Bibliografia
T. Ojanpera, R. Prasad - “Wideband CDMA for Third
Generation Mobile Communication” - Artech House
B. Carlson - “Communication Systems” - McGraw Hill
14
maggio 2005
Recapito Emilia-Romagna:
dott. Giuseppe Dia
Università degli Studi
44100 Ferrara (FE)
tel. 0532.291461
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figura 2
DISTINTA COMPONENTI
R1 = 0,25MΩ - 1/2W – 5% basso rumore
R2 = 100kΩ - 1W – 5% basso rumore
R3 560Ω - 1/2W – 5% basso rumore
R4 = 100kΩ 1/2W – 5% basso rumore
R5 = 10kΩ - 1/2W – 5% basso rumore
R6 = 100kΩ - 1/2W – 5% basso rumore
R7 = 39kΩ - 1W – 5% basso rumore
R8 = 175kΩ - 1/2W – 5% basso rumore
R9 = 680Ω - 1/2W – 5% basso rumore
R10 = 35Ω - 1/2W – 5% basso rumore
R11 = 47kΩ - 1W – 5% basso rumore
R12 = 123kΩ - 1/2W – 1% possibile serie
120kΩ + 3300Ω
R13 = 1MΩ - 1/2W – 5%
R14 = 75kΩ - 1W – 5% possibile parallelo
2x150kΩ - 1/2W
R15 = 125kΩ - 1/2W – 1% serie 120kΩ +
5600Ω
R16 = 200Ω - 10W – 5% filo
R17 = R18 = 120kΩ - 1/2W – 5%
R19 = 4700Ω - 1/2W – 5%
R20 = 2500Ω - 1/2W – 5%
P1 = 0,5MΩ log.
P2 = 1MΩ log.
P3 = 1MΩ log.
TR1 = TR2 = 1000Ω a filo
C1 = 10.000 pF
C2 = 32µF/250V el.
C3 = 2000pF mylar
C4 = 20µF mylar
C5 = 250pF mylar
C6 = 2000pF/400V
C7 = 220µF/25V el.
C8 = 32µF/350V el.
C9 = C10 = 0,22µF/1000V
C11 = 0,22µF/1000V
C12 = 220µF/25V
C13 = 32µF/500V el.
C14 = 220µF/25V el.
V1 = V2 = E83CC o equiv.
V3 = V4 = 6L6 G.
T1 = trasf. uscita ultralineare
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23
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figura 3
e 125.000 Ω per le resistenze di placca. In realtà solo il
secondo triodo deve essere caricato con una resistenza di tal valore. Il primo dovrebbe averla più piccola.
Circa 3000 Ω in meno. Ovviamente tutto ciò deriva dal
calcolo ma vorrei risparmiarvi la formula che è un po'
complicata (*). Questa piccola differenza si può ottenere in due modi: prendendo due resistenze uguali e mettendo in parallelo a quella del primo triodo un'altra da 5
Mohm oppure prendendo una resistenza da 120.000 Ω
e mettendo in serie un resistore do 3300 Ω. Voglio puntualizzare il fatto che non è molto importante il valore
assoluto di queste resistenze quanto la loro leggera differenza. Cioè se sono in realtà da 130.000 oppure
120.000 non cambia nulla, purché siano diverse. A questo punto ci rimane da considerare il preamplificatore
completo e il suo calcolo. Mia intenzione è di presentarvi il progetto esattamente come l'ho realizzato quarant'anni fa circa., quindi con i controlli di tono e con il
loro calcolo. So perfettamente che adesso non si usano e che sarebbe anacronistico presentarli ancora, ma
oltre ad avere una funzione didattica nel senso che vi
faccio capire quali sono i criteri di progetto, in questa
fase mi semplifica il compito. Ritengo opportuno nell'ultima parte di questo darvi le possibili soluzioni nel
caso voleste abolirli senza per questo snaturare tutto il
lavoro. Analogamente l'amplificatore è nato con un tasso rilevante di controreazione. Intendiamoci, non è un
valore preoccupante, considerando il fatto che già al
tempo della sua costruzione , questo amplificatore aveva una banda passante a loop aperto che andava da 18
Hz ad oltre 22.000 Hz con una potenza di poco inferiore
ai 20 watt RMS. Quindi i circa 20 dB di controreazione li
sopportava benissimo senza per questo peggiorare la
24
timbrica o inasprire le note acute. Si può pensare di ridurla di 5 o 6 dB senza per questo dover riprogettare
tutti gli stadi.Avremo solo un aumento della sensibilità
di ingresso. D'altra parte, se non ricordo male il famoso
Leak point-one ne aveva 26 dB e suonava magnificamente. Come sempre, il segreto sta nella qualità dei
trasformatori di uscita e in una costruzione oculata. La
disposizione dei componenti è importantissima. Allontanare i condensatori di accoppiamento dal telaio tenendo i fili di segnale più corti possibile può far crescere la risposta in alto di 1000 - 2000 Hz sempre a loop
aperto. Come potete constatare i valori delle resistenze
anodiche non sono bassissimi, anche alla luce di realizzazioni di oggi. Malgrado ciò l'effetto Miller non è rilevante e la banda si estende bene. La scelta di tenere
alti i valori è dovuta al desiderio primario di abbassare
al minimo la distorsione a costo di sacrificare leggermente la banda passante. Infatti, ho notato spesso in
realizzazioni di oggi valori incredibilmente bassi nelle
resistenze di carico anodico. Questo, accoppiato alla
scarsa sensibilità di potenza e al basso guadagno di
certi triodi antichi che vengono sovente impiegati in
realizzazioni esoteriche, provoca distorsioni altissime
negli stadi pilota o preamplificatori a causa delle elevate tensioni alternate di uscita necessarie per pilotare
tali valvole finali. In pratica si perde negli stadi precedenti tutto quello che si era guadagnato in termini di linearità con l'impiego di simili triodi.
Bene, vi lascio. Con la prossima puntata il nostro lavoro si concluderà, e sarete in grado di calcolarvi il
vostro amplificatore, oppure di modificare a ragion
veduta gli schemi esistenti. Giuseppe
[email protected]
(*) Sempre con lo scopo di semplificarvi la vita, vi allego qui di seguito l'equazione necessaria per calcolarsi la resistenza sul primo triodo, dopo aver trovato
quella del secondo. Se qualcuno dovesse averne bisogno, così non impazzisce a ricavarsela...
Rp1 = Rp2 / { 1 + [( r2 + Rp2) / Rk ( 1 + µ 2 )]}
Dove:
Rp1 = Resistenza placca primo stadio invertitore;
Rp2 = Resistenza placca secondo stadio invertitore;
Rk = Resistenza comune di catodo;
r2 = Resistenza interna secondo triodo;
µ2 = coefficiente di amplificazione del secondo triodo.
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ta fase, della portante, ai simboli uno e zero. Per
aumentare le prestazioni del sistema, in termini di
velocità di trasmissione, si può invece decidere di
codificare il raggruppamento di più simboli: due nel
caso QPSK (Quaternary PSK) e tre nel caso 8PSK.
Avremo dunque 4 possibili valori di fase per il caso
QPSK ed 8 nel caso 8PSK.
La situazione si può vedere molto bene utilizzando la
rappresentazione a "costellazione", cioè nel piano I-Q.
Nella seguente figura è riportato l'esempio di BPSK,
QPSK e 8PSK.
Una cosa da notare è che la codifica è di tipo Grey,
cioè un simbolo e quello adiacente differiscono solamente per un bit. In teoria, ogni pallino riportato
nella figura precedente rappresenta un solo punto.
Tuttavia la presenza di rumore porta ad avere una
certa dispersione dei valori I-Q, rispetto a quelli teorici, per cui anziché un singolo punto le costellazioni
reali presentano dell "nuvole" più o meno grandi. Nella seguente figura è mostrata la misura di un segnale reale 8PSK, piuttosto rumoroso:
Strumenti di misura
ricondizionati e garantiti;
valvole; componenti
e trasformatori per HiFi;
anche su progetto.
Ovviamente più ci si discosta da valori puntuali, maggiore diventa la probabilità di errore.
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Generation Mobile Communication” - Artech House
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