approfondimento Note controcorrente Assioma 13* sul mondo delle valvole Lo studio dell'amplificatore completo! *12+1 per i superstiziosi Giuseppe Dia Cari amici, a volte mi sembra di vivere in un mondo ben strano! Non so se anche a voi fa lo stesso effetto, ma spesso mi pare che le cose, al di là dei problemi e delle difficoltà quotidiane, abbiano perso quella genuinità che le caratterizzava. Mi spiego meglio: non mi riferisco solo alla qualità del cibo oppure a quella dell'aria o della vita in genere, bensì ad una sorta di spontaneità, di allegria magari ingenua, di semplicità che qualche anno fa era come dominante nella vita quotidiana. O forse era una carica di ottimismo, che adesso, più smaliziati e disillusi come siamo, abbiamo perso. Intendiamoci: non ho la nostalgia dei tempi passati che generalmente si accompagna all'età matura se non proprio alla vecchiaia, ma al contrario il desiderio di una fiducia nel futuro che oggi sento mancare sempre di più. E la gente attorno a me che s'incupisce, s'incattivisce, 20 luglio-agosto 2005 sorride di malavoglia e forzatamente. Anche nei giovani con i quali sono quotidianamente in contatto, sento come una rassegnazione passiva, la consapevolezza di una negatività ineluttabile e la paura intrinseca e profonda di affrontare la vita. È una sensazione la mia che forse può non essere vera, ma non vedo più l'entusiasmo nemmeno nella ricerca, nell'affrontare le incognite e l'ignoto legato al futuro. E nemmeno quell'allegria chiassosa e scalpitante che ci caratterizzava e che i giovani di oggi sembrano aver perso. Piuttosto un atteggiamento quasi da contabile della vita, che sceglie il minimo rischio e la strada meno impervia. Così la goliardia è morta e anche il nonnismo in caserma, almeno quello fatto di scherzi innocenti e mai crudeli. Ma ancora non ho iniziato a parlare dei nostri argomenti tecnici; rimedio subito. approfondimento 'eravamo lasciati con strana constatazione che nel nostro circuito il punto di riposo scelto lo faceva lavorare in una classe che in qualche modo dipendeva dall'ampiezza del segnale di ingresso, fluttuando dalla classe AB alla classe B. Anzi proprio in classe B si aveva la distorsione più bassa, contraddicendo molte errate credenze. Tutto questo non è frutto di un miracolo ma della oculata scelta del punto di riposo e del tipo di polarizzazione mista che induce la valvola a lavorare sempre nelle migliori condizioni. Insomma una scelta felice. Un esame delle curve caratteristiche composte delle due valvole ci permette di capire come questo accade. Le abbiamo viste sul numero scorso e le rivediamo in figura 1. Come ho detto la volta scorsa, le curve si riferiscono al funzionamento a triodo. Ovviamente è un'approssimazione ma data la controreazione di griglia schermo, è un'approssimazione lecita. Chi ha letto il mio precedente articolo sulla controreazione, sa cosa intendo dire. Anche se mi sembra intuitivo, vi spiego come vengono ricavate. Essendo il funzionamento dei tubi in controfase , si riportano le curve con le corrette polarità nel quadrante 1 e nel quadrante 4 del diagramma Cartesiano. Dove sull'asse X è rappresentata la polarizzazione negativa di griglia e sulla Y le correnti anodiche, come sappiamo già. E ovvio che per avere la minima distorsione le due curve dovrebbero essere totalmente e perfettamente complementari, dando come risultatante una retta. Ciò ovviamente è impossibile. Però possiamo notare che la polarizzazione a 41 volt (punto di riposo in classe AB) dà come risultato una caratteristica composta meno lineare del punto a -49, corrispondente alla classe B. A questo punto molti di voi che mi hanno seguito in queste chiacchierate, capiranno perché ho sempre affermato che lavorare con le valvole non è così semplice come può sembrare ad un profano e anche riprodurre un circuito calcolato da altri non è così banale. E che la maggior dei circuiti semplicissimi che rispecchiano una tecnica risalente agli anni '20, non lavorano poi così bene come i loro pseudoprogettisti vogliono farci credere. E nemmeno suonano così bene. Continuando nel nostro esame stadio per stadio, adesso tocca all'invertitore di fase. Come ho detto la volta scorsa, ci sono vari metodi per ottenere un segnale sfasato e ognuno ha pregi e difetti. Vi ho promesso che li esamineremo tutti e lo faremo, ma non in questa sede. Adesso ci limiteremo a studiare quello che ho ritenuto più opportuno adoperare in relazione alla tipologia del progetto e alle finalità che mi ero riproposto. Devo onestamente affermare che a distanza di tanti anni cambierei pochissime cose del progetto originale e più avanti vi consiglierò quali varianti adottare. Ho scartato il vecchio e famoso circuito "catodina" (che tra l'altro era stato adottato inizialmente anche da Williamson) per- C figura 1 ché nonostante la sua semplicità ed economicità ha due difetti : il primo per la verità non molto grave, è che non solo non ha amplificazione ma addirittura riduce leggermente il segnale. Il secondo, invece molto più grave, è che le impedenze di uscita su anodo e catodo sono molto diverse, risultando quella di catodo sensibilmente minore. È vero che ci sono alcuni trucchi per ridurre questa diversità ma sono dei palliativi e complicano il circuito rendendolo meno interessante. Ovviamente vi risparmio la formuletta che lo dimostra e che potete trovare in tutti i vecchi sacri testi che parlano di valvole. Vi dico solo che il perfezionamento ideato da Creviston, quello per capirci che prevede il collegamento diretto tra la placca del triodo che precede e quello invertitore di fase, in vita mia non sono mai riuscito a farlo funzionare correttamente. In particolar modo con le ECC 83 o valvole simili di elevato guadagno. Tralasciando circuiti più complessi, tipo quello a catodi incrociati adatto all'impiego per strumenti, l'alternativa più logica rimaneva quello a doppio triodo ad luglio-agosto 2005 21 approfondimento accoppiamento catodico.In questo caso non solo le impedenze di uscita sono uguali essendo le uscite simmetriche sulla placca e le resistenze di carico anodico uguali (si può dimostrare che in realtà c'è una piccolissima differenza di guadagno e di impedenza tra i due triodi che però si compensa facilmente), ma anche il circuito presenta un guadagno che con la ECC 83 è di circa 35 per ogni ramo. Lo possiamo vedere nello schema elettrico dell'amplificatore rappresentato in figura 2, l'accoppiamento tra i triodi avviene per mezzo del resistore di catodo comune. La valvola in pratica si comporterà come una specie di amplificatore differenziale. La figura 3 ci aiuterà a capire. Se guardiamo attentamente la configurazione dei due triodi, si nota che mentre il primo lavora a catodo comune come di consueto, il secondo ha l'ingresso del segnale sul catodo per il fatto che questi elettrodi sono accoppiati. Si comporta quindi come un amplificatore con "griglia a massa". Questa è una configurazione che analizzeremo quanto prima continuando ad occuparci di valvole. Per adesso prendetela così com' è . Vi basti solo sapere che la griglia a massa, ovviamente nei confronti del segnale, è una tipologia che amplifica in tensione e che l'impedenza di uscita di placca è molto alta. Inoltre questo schema circuitale comporta che un triodo inverte la fase e l'altro no. Ecco spiegato il fatto che sulle due placche la fase è invertita e che si può considerare una specie di amplificatore differenziale. Per avere la corretta dinamica con questo tipo di invertitore di fase è necessario che la tensione di catodo sia elevata pertanto le griglie devono avere una tensione relativamente elevata in quanto la loro polarizzazione dovrà essere inferiore a quella di catodo solo del valore che è necessario per il corretto funzionamento. Pertanto si vede la necessità del condensatore tra griglia e massa. Questo condensatore verrà dimensionato con la ormai nota formula e vediamo che nel nostro caso la sua capacità dovrà essere di circa 0.25 microfarad dato che la resistenza di griglia è di 1 MΩ e la frequenza minima da riprodurre è di 20 Hz. C'è da notare che questo condensatore deve avere un isolamento molto elevato. Come d'altra parte tutti quelli impiegati nel nostro amplificatore. Infatti, anche non considerando le elevate tensioni in gioco, le resistenze delle griglie controllo sono di valore relativamente grande per cui è opportuno che la resistenza di isolamento dei condensatori non sia inferiore al Gigaohm! Quindi almeno 1000V di isolamento o meglio ancora un bel carta-olio da 3000V. A questo punto vediamo il perché della scelta delle valvole. Per le finali credo che non ci siano dubbi, come visto nello scorso numero della rivista: con quelle premesse la scelta era quasi obbligata. Come pure per la raddrizzatrice. Invece per l'invertitrice di fase e la preamplificatrice c'erano molte possibilità. Inizialmente avevo pen22 sato a un ECC 82 o meglio ancora ad una ECC 40 che avrebbe avuto una distorsione minore , ma la prima di queste due aveva un guadagno troppo basso e l'altra una tensione tra catodo e filamento troppo bassa. Dobbiamo tenere conto che la tensione tra catodo e massa di questo circuito è di circa 115 volt ; quindi se teniamo presente che il filamento della ECC 83 è alimentato in continua e le due valvole sono in serie, dobbiamo aggiungere 25 volt per un totale di 140. È quindi misura prudenziale impiegare una ECC 83 che ha una tensione catodo - filamento di 180 volt. Vediamo adesso quale deve essere la polarizzazione della griglia dei triodi rispetto ai catodi cioè la Vg . Questa dipenderà dall'ampiezza del segnale di ingresso. Il quale a sua volta dipenderà dal guadagno dello stadio e dall'ampiezza di segnale sulle griglie delle finali. Il tutto ovviamente in zona di massima linearità e quindi di minima distorsione. Bene, sappiamo che nel nostro caso, al massimo la polarizzazione delle 6L6 può essere a 49.5 volt e che è opportuno lasciare un margine di - 5 volt per non incorrere in forti distorsioni, come si può vedere dalla figura 1. Allora l'escursione massima di una semionda sulle griglie delle finali non può superare i 44.5 volt. Questa è la tensione di picco che dobbiamo trovare sulle placche di ciascun triodo dell'ECC 83. Giacché abbiamo previsto un guadagno dello stadio invertitore di 35, allora la tensione di ingresso sarà: 44.5 / 35 = 1.3 circa. Prudentemente stabiliremo in 1.5 volt la polarizzazione delle griglie. Ma dobbiamo ricordarci che i catodi sono a 115 volt , per cui la tensione effettiva deve essere di 113.5. È evidente che la soluzione più ovvia e immediata è quella di polarizzare le griglie con la tensione di placca dello stadio preamplificatore e faremo ciò semplicemente abolendo il condensatore di accoppiamento tra questi stadie calcolando correttamente il valore della resistenza di placca della preamplificatrice. Per dimensionare correttamente i valori della resistenza di catodo e quella delle placche, ci si può riferire ai datasheet delle case costruttrici oppure calcolarla per mezzo delle curve caratteristiche, come abbiamo già visto. In particolare la Philips in un suo manuale di qualche anno fa, forniva una tabella con i valori giusti per questo tipo di invertitore che essa stessa impiegava in un suo amplificatore. Nel prototipo costruito da me ormai tanti anni fa, le tensioni di catodo e griglia erano rispettivamente di 116 e 114.5 . Questo vi fa capire che piccole variazioni sono irrilevanti per il corretto funzionamento. Altra considerazione da fare è che l'invertitore per avere tutta la dinamica necessaria senza uscire dalla zona di linearità, deve lavorare con una differenza tra placca e catodo di almeno 300 volt. Per cui dato che il catodo è a 115 circa, le placche devono ricevere una tensione di oltre 400 volt. I valori che vengono fuori dal calcolo sono 75.000 Ω per la resistenza catodica luglio-agosto 2005 approfondimento ta fase, della portante, ai simboli uno e zero. Per aumentare le prestazioni del sistema, in termini di velocità di trasmissione, si può invece decidere di codificare il raggruppamento di più simboli: due nel caso QPSK (Quaternary PSK) e tre nel caso 8PSK. Avremo dunque 4 possibili valori di fase per il caso QPSK ed 8 nel caso 8PSK. La situazione si può vedere molto bene utilizzando la rappresentazione a "costellazione", cioè nel piano I-Q. Nella seguente figura è riportato l'esempio di BPSK, QPSK e 8PSK. Una cosa da notare è che la codifica è di tipo Grey, cioè un simbolo e quello adiacente differiscono solamente per un bit. In teoria, ogni pallino riportato nella figura precedente rappresenta un solo punto. Tuttavia la presenza di rumore porta ad avere una certa dispersione dei valori I-Q, rispetto a quelli teorici, per cui anziché un singolo punto le costellazioni reali presentano dell "nuvole" più o meno grandi. Nella seguente figura è mostrata la misura di un segnale reale 8PSK, piuttosto rumoroso: Strumenti di misura ricondizionati e garantiti; valvole; componenti e trasformatori per HiFi; anche su progetto. Ovviamente più ci si discosta da valori puntuali, maggiore diventa la probabilità di errore. [email protected] Recapito Abruzzo: dott. Giovanna Nafra via Roma, 86 64029 Silvi M. (TE) Tel. 085.930363 Bibliografia T. Ojanpera, R. Prasad - “Wideband CDMA for Third Generation Mobile Communication” - Artech House B. Carlson - “Communication Systems” - McGraw Hill 14 maggio 2005 Recapito Emilia-Romagna: dott. Giuseppe Dia Università degli Studi 44100 Ferrara (FE) tel. 0532.291461 approfondimento figura 2 DISTINTA COMPONENTI R1 = 0,25MΩ - 1/2W – 5% basso rumore R2 = 100kΩ - 1W – 5% basso rumore R3 560Ω - 1/2W – 5% basso rumore R4 = 100kΩ 1/2W – 5% basso rumore R5 = 10kΩ - 1/2W – 5% basso rumore R6 = 100kΩ - 1/2W – 5% basso rumore R7 = 39kΩ - 1W – 5% basso rumore R8 = 175kΩ - 1/2W – 5% basso rumore R9 = 680Ω - 1/2W – 5% basso rumore R10 = 35Ω - 1/2W – 5% basso rumore R11 = 47kΩ - 1W – 5% basso rumore R12 = 123kΩ - 1/2W – 1% possibile serie 120kΩ + 3300Ω R13 = 1MΩ - 1/2W – 5% R14 = 75kΩ - 1W – 5% possibile parallelo 2x150kΩ - 1/2W R15 = 125kΩ - 1/2W – 1% serie 120kΩ + 5600Ω R16 = 200Ω - 10W – 5% filo R17 = R18 = 120kΩ - 1/2W – 5% R19 = 4700Ω - 1/2W – 5% R20 = 2500Ω - 1/2W – 5% P1 = 0,5MΩ log. P2 = 1MΩ log. P3 = 1MΩ log. TR1 = TR2 = 1000Ω a filo C1 = 10.000 pF C2 = 32µF/250V el. C3 = 2000pF mylar C4 = 20µF mylar C5 = 250pF mylar C6 = 2000pF/400V C7 = 220µF/25V el. C8 = 32µF/350V el. C9 = C10 = 0,22µF/1000V C11 = 0,22µF/1000V C12 = 220µF/25V C13 = 32µF/500V el. C14 = 220µF/25V el. V1 = V2 = E83CC o equiv. V3 = V4 = 6L6 G. T1 = trasf. uscita ultralineare luglio-agosto 2005 23 approfondimento figura 3 e 125.000 Ω per le resistenze di placca. In realtà solo il secondo triodo deve essere caricato con una resistenza di tal valore. Il primo dovrebbe averla più piccola. Circa 3000 Ω in meno. Ovviamente tutto ciò deriva dal calcolo ma vorrei risparmiarvi la formula che è un po' complicata (*). Questa piccola differenza si può ottenere in due modi: prendendo due resistenze uguali e mettendo in parallelo a quella del primo triodo un'altra da 5 Mohm oppure prendendo una resistenza da 120.000 Ω e mettendo in serie un resistore do 3300 Ω. Voglio puntualizzare il fatto che non è molto importante il valore assoluto di queste resistenze quanto la loro leggera differenza. Cioè se sono in realtà da 130.000 oppure 120.000 non cambia nulla, purché siano diverse. A questo punto ci rimane da considerare il preamplificatore completo e il suo calcolo. Mia intenzione è di presentarvi il progetto esattamente come l'ho realizzato quarant'anni fa circa., quindi con i controlli di tono e con il loro calcolo. So perfettamente che adesso non si usano e che sarebbe anacronistico presentarli ancora, ma oltre ad avere una funzione didattica nel senso che vi faccio capire quali sono i criteri di progetto, in questa fase mi semplifica il compito. Ritengo opportuno nell'ultima parte di questo darvi le possibili soluzioni nel caso voleste abolirli senza per questo snaturare tutto il lavoro. Analogamente l'amplificatore è nato con un tasso rilevante di controreazione. Intendiamoci, non è un valore preoccupante, considerando il fatto che già al tempo della sua costruzione , questo amplificatore aveva una banda passante a loop aperto che andava da 18 Hz ad oltre 22.000 Hz con una potenza di poco inferiore ai 20 watt RMS. Quindi i circa 20 dB di controreazione li sopportava benissimo senza per questo peggiorare la 24 timbrica o inasprire le note acute. Si può pensare di ridurla di 5 o 6 dB senza per questo dover riprogettare tutti gli stadi.Avremo solo un aumento della sensibilità di ingresso. D'altra parte, se non ricordo male il famoso Leak point-one ne aveva 26 dB e suonava magnificamente. Come sempre, il segreto sta nella qualità dei trasformatori di uscita e in una costruzione oculata. La disposizione dei componenti è importantissima. Allontanare i condensatori di accoppiamento dal telaio tenendo i fili di segnale più corti possibile può far crescere la risposta in alto di 1000 - 2000 Hz sempre a loop aperto. Come potete constatare i valori delle resistenze anodiche non sono bassissimi, anche alla luce di realizzazioni di oggi. Malgrado ciò l'effetto Miller non è rilevante e la banda si estende bene. La scelta di tenere alti i valori è dovuta al desiderio primario di abbassare al minimo la distorsione a costo di sacrificare leggermente la banda passante. Infatti, ho notato spesso in realizzazioni di oggi valori incredibilmente bassi nelle resistenze di carico anodico. Questo, accoppiato alla scarsa sensibilità di potenza e al basso guadagno di certi triodi antichi che vengono sovente impiegati in realizzazioni esoteriche, provoca distorsioni altissime negli stadi pilota o preamplificatori a causa delle elevate tensioni alternate di uscita necessarie per pilotare tali valvole finali. In pratica si perde negli stadi precedenti tutto quello che si era guadagnato in termini di linearità con l'impiego di simili triodi. Bene, vi lascio. Con la prossima puntata il nostro lavoro si concluderà, e sarete in grado di calcolarvi il vostro amplificatore, oppure di modificare a ragion veduta gli schemi esistenti. Giuseppe [email protected] (*) Sempre con lo scopo di semplificarvi la vita, vi allego qui di seguito l'equazione necessaria per calcolarsi la resistenza sul primo triodo, dopo aver trovato quella del secondo. Se qualcuno dovesse averne bisogno, così non impazzisce a ricavarsela... Rp1 = Rp2 / { 1 + [( r2 + Rp2) / Rk ( 1 + µ 2 )]} Dove: Rp1 = Resistenza placca primo stadio invertitore; Rp2 = Resistenza placca secondo stadio invertitore; Rk = Resistenza comune di catodo; r2 = Resistenza interna secondo triodo; µ2 = coefficiente di amplificazione del secondo triodo. luglio-agosto 2005 approfondimento ta fase, della portante, ai simboli uno e zero. Per aumentare le prestazioni del sistema, in termini di velocità di trasmissione, si può invece decidere di codificare il raggruppamento di più simboli: due nel caso QPSK (Quaternary PSK) e tre nel caso 8PSK. Avremo dunque 4 possibili valori di fase per il caso QPSK ed 8 nel caso 8PSK. La situazione si può vedere molto bene utilizzando la rappresentazione a "costellazione", cioè nel piano I-Q. Nella seguente figura è riportato l'esempio di BPSK, QPSK e 8PSK. Una cosa da notare è che la codifica è di tipo Grey, cioè un simbolo e quello adiacente differiscono solamente per un bit. In teoria, ogni pallino riportato nella figura precedente rappresenta un solo punto. Tuttavia la presenza di rumore porta ad avere una certa dispersione dei valori I-Q, rispetto a quelli teorici, per cui anziché un singolo punto le costellazioni reali presentano dell "nuvole" più o meno grandi. Nella seguente figura è mostrata la misura di un segnale reale 8PSK, piuttosto rumoroso: Strumenti di misura ricondizionati e garantiti; valvole; componenti e trasformatori per HiFi; anche su progetto. Ovviamente più ci si discosta da valori puntuali, maggiore diventa la probabilità di errore. [email protected] Recapito Abruzzo: dott. Giovanna Nafra via Roma, 86 64029 Silvi M. (TE) Tel. 085.930363 Bibliografia T. Ojanpera, R. Prasad - “Wideband CDMA for Third Generation Mobile Communication” - Artech House B. Carlson - “Communication Systems” - McGraw Hill 14 maggio 2005 Recapito Emilia-Romagna: dott. Giuseppe Dia Università degli Studi 44100 Ferrara (FE) tel. 0532.291461