INDICE - Arpae Emilia

INDICE
INTRODUZIONE ........................................1
CAPITOLO I IMPATTO AMBIENTALE, ONDE ELETTROMAGNETICHE
E ANTENNE ...........................................4
1.1 IL CONCETTO DI IMPATTO AMBIENTALE E VIA........................ 4
1.2 PROTEZIONE SANITARIA ED AMBIENTALE............................. 6
1.3 ONDE ELETTROMAGNETICHE......................................... 7
1.3.1 SPETTRO DELLE ONDE ELETTROMAGNETICHE ...................... 15
1.4 ANTENNE....................................................... 16
1.4.1 CAMPI ELETTROMAGNETICI A GRANDE DISTANZA DALL’ANTENNA ..... 18
1.4.2 REGIONI DI CAMPO IRRADIATE DALLE ANTENNE .................. 19
1.4.3
CARATTERISTICHE
DEL
CAMPO
IRRADIATO
A
GRANDE
DISTANZA
DALL’ANTENNA .................................................... 20
1.4.4 CARATTERISTICHE DIREZIONALI DI UN’ ANTENNA ................ 23
1.4.5 SOLIDO DI RADIAZIONE ...................................... 23
1.4.6 DIAGRAMMA DI RADIAZIONE ................................... 24
1.4.7 DIRETTIVITÀ O GUADAGNO DIRETTIVO .......................... 26
1.4.8 GUADAGNO DI UN’ANTENNA .................................... 27
1.4.9 CLASSIFICAZIONE DELLE ANTENNE ............................. 27
CAPITOLO 2 TECNOLOGIA DEI SISTEMI RADIOMOBILI ......29
2.1 LA TRASMISSIONE DELLE INFORMAZIONI............................ 29
2.2 LOGICA E STRUTTURA DEL SERVIZIO RADIOMOBILE................... 30
2.3 UTILIZZO DELLA RISORSA A RADIOFREQUENZA....................... 32
2.4 COPERTURA CELLULARE E SUA EVOLUZIONE.......................... 33
2.5 TECNICHE DI ACCESSO MULTIPLO.................................. 38
2.6 TECNICHE DI DUPLEX............................................ 45
I
CAPITOLO 3 EVOLUZIONE DEI SISTEMI CELLULARI DAL TACS
ALL’UMTS ........................................... 47
3.1 EVOLUZIONE DEI SISTEMI CELLULARI .............................. 47
3.2 CARATTERISTICHE PRINCIPALI DEL TACS ........................... 47
3.3 SISTEMI DI SECONDA GENERAZIONE: GSM ........................... 48
3.3.1 INTERFACCIA RADIO ......................................... 48
3.3.2 CANALI FISICI E LOGICI .................................... 49
3.3.3 CLASSI DI POTENZA ......................................... 50
3.3.4 LA GERARCHIA DI AREE ...................................... 51
3.4 SISTEMI DI TERZA GENERAZIONE: UMTS ............................ 52
3.4.1 INTERFACCIA RADIO ......................................... 52
3.4.2 ALLOCAZIONE DELLE FREQUENZE UMTS .......................... 54
3.4.3 CANALI FISICI E LOGICI .................................... 55
3.4.4 CLASSI DI POTENZA ......................................... 55
3.4.5 CONTROLLO DI POTENZA ...................................... 56
3.4.6 SPREADING E DESPREADING ................................... 57
3.4.7 ARCHITETTURA DI RETE UMTS ................................. 60
CAPITOLO
4
SISTEMI
CELLULARI:
IMPATTO
AMBIENTALE,
SALUTE E NORMATIVA ................................. 64
4.1 IMPIANTI DI TELEFONIA MOBILE E PERCEZIONE DEL RISCHIO ......... 64
4.2 SISTEMI CELLULARI ED IMPATTO AMBIENTALE ....................... 66
4.3 EFFETTI BIOLOGICI E SANITARI .................................. 67
4.3.1 SAR ....................................................... 68
4.3.2 EFFETTI BIOLOGICI A BREVE TERMINE ......................... 70
4.3.3 EFFETTI BIOLOGICI A LUNGO TERMINE ......................... 71
4.4 CRITERI DI PROTEZIONE DAI CAMPI ELETTROMAGNETICI .............. 72
4.5 RIFERIMENTI INTERNAZIONALI .................................... 74
4.6 NORMATIVA EUROPEA ............................................. 75
4.7 NORMATIVA ITALIANA ............................................ 75
II
4.8 NORMATIVA REGIONALE........................................... 79
CAPITOLO
5
STRUMENTAZIONE
PER
LA
MISURA
DI
CAMPI
ELETTROMAGNETICI AD ALTA FREQUENZA .................81
5.1 APPARATI DI MISURA............................................ 81
5.2 ESIGENZE DI MISURA............................................ 82
5.3 COMPATIBILITÀ ELETTROMAGNETICA................................ 82
5.4 SENSORI PER LA ZONA DI INDUZIONE.............................. 83
5.5 SENSORI PER LA ZONA DI RADIAZIONE............................. 84
5.6 STRUMENTI DI MISURA........................................... 84
5.6.1 STRUMENTI DI MISURA A BANDA LARGA ......................... 84
5.6 2 STRUMENTI DI MISURA A BANDA STRETTA ....................... 86
5.7 NORMATIVA DI RIFERIMENTO PER LA MISURA........................ 89
5.7.1 SELEZIONE DEGLI STRUMENTI E DEI METODI DI MISURA .......... 90
5.7.2 METODOLOGIE DI MISURA PER SEGNALI UMTS .................... 91
5.8 STRUMENTAZIONE UTILIZZATA NELLE CAMPAGNE DI MISURA........... 105
5.8.1 STRUMENTAZIONE IN BANDA LARGA ............................ 105
5.8.2 STRUMENTAZIONE IN BANDA STRETTA .......................... 107
5.9 CAMPAGNE DI MISURA........................................... 110
5.10 CONSIDERAZIONI CONCLUSIVE................................... 120
CAPITOLO
6
SIMULAZIONE
DI
DIVERSI
SCENARI
DI
IMPLEMENTAZIONE DELLA RETE UMTS ...................124
6.1 GENERALITÀ SULLA COPERTURA CELLULARE DI UN’ AREA............. 125
6.2 FATTORI CHE INFLUENZANO LA PROPAGAZIONE DEL SEGNALE IN AMBIENTE
RADIOMOBILE...................................................... 126
6.3 PROBABILITÀ DI COPERTURA DI UN’ AREA......................... 127
6.4 BILANCIO DI TRATTA-LINK BUDGET-.............................. 130
III
6.4.1 ANALISI DEI FATTORI COINVOLTI NEL BILANCIO DI TRATTA ..... 130
6.5 MODELLO DI PROPAGAZIONE E LIMITI DI VARIABILITÀ .............. 134
6.6 CALCOLO DEL RAGGIO DELLA CELLA IN DIVERSE SITUAZIONI ......... 135
6.7 CALCOLO DEL NUMERO DI STAZIONI RADIOBASE NECESSARIE PER COPRIRE
L’AREA ........................................................... 148
6.8 VALUTAZIONE DEI LIVELLI DI CAMPO TRAMITE I PROGRAMMI NFA2K E
ALDEMAP .......................................................... 154
6.8.1 1^ SCENARIO .............................................. 155
6.8.2 2^ SCENARIO .............................................. 157
6.8.3 3^ SCENARIO .............................................. 159
6.8.4 4^ SCENARIO .............................................. 164
6.8.5 PRIMO CONFRONTO: ALTEZZA 15 m ............................ 169
6.8.6 SECONDO CONFRONTO: ALTEZZA 10 m .......................... 171
6.8.7 TERZO CONFRONTO: ALTEZZA 5 m ............................. 173
6.8.8 QUARTO CONFRONTO: ALTEZZA 2 m ............................ 175
6.8.9 CONSIDERAZIONI CONCLUSIVE ................................ 177
CONCLUSIONI ....................................... 178
APPENDICE ......................................... 183
BIBLIOGRAFIA ...................................... 194
SITI INTERNET CONSULTATI ......................................... 198
IV
INTRODUZIONE
Negli
ultimi
anni
si
è
assistito
ad
un’
enorme
diffusione
dei
cellulari e dei servizi offerti da essi, accompagnati dalla comparsa
sul territorio di sempre più numerose antenne di stazioni radio
base.
La possibilità di scegliere tra i prodotti della avanzata tecnologia
che
caratterizza
accesso
quanto
ad
i
nuovi
Internet
riguarda
indispensabili
è
ben
accettato
la
presenza
invece
per
apparecchi,
il
videochiamata,
dall’opinione
delle
funzionamento
pubblica.
antenne
dei
streaming
radio
cellulari,
e
Per
base,
la
gente
manifesta atteggiamenti di diffidenza e ostilità, in particolare se
un’antenna è collocata in prossimità di abitazioni. Infatti, mentre
il
rischio
quello
legato
connesso
propagazione
all’uso
alla
delle
del
presenza
onde
telefono
della
è
liberamente
stazione
elettromagnetiche
accettato,
radiobase
dagli
e
alla
impianti,
è
considerato imposto.
Sulla terra la radiazione elettromagnetica a radiofrequenza (RF) e
microonde (MW) è presente da sempre come fondo naturale generato
dalle emissioni del sole, della terra, delle galassie ed in generale
da
qualunque
assoluto.
corpo
naturale
L’esposizione
origine
artificiale
secolo:
essa
è
con
temperatura
ambientale
ai
costantemente
costituisce
radiazione
campi
aumentata
non
diversa
dallo
zero
elettromagnetici
nel
corso
ionizzante.
del
Riguardo
di
XX
i
possibili effetti nocivi, “non è possibile dimostrare che le onde
elettromagnetiche non facciano male in assoluto, ma lo stato attuale
di conoscenze suggerisce che l’esposizione a bassa intensità non
provoca
effetti
dannosi
per
la
salute
né
a
breve,
né
a
lungo
termine” 1.
1
G. Falciasecca “Precauzione sì ma cum “grano salis””, pp. 94 “I quaderni di
Telèma”, supplemento al n° 221 di novembre 2004 di MEDIA 2000.
1
Le
Agenzie
occupano
Regionali
di
per
monitorare
i
la
Protezione
livelli
di
dell’Ambiente
campo
(ARPA)
elettromagnetico
si
sul
territorio, mediante campagne di misura puntuali svolte da tecnici
competenti e attraverso reti di monitoraggio in continuo.
L’obiettivo del lavoro di tesi è approfondire le conoscenze sul
sistema UMTS e valutare l’impatto che il sistema ha sull’ambiente e
sulla salute umana. L’analisi è compiuta analizzando misure raccolte
direttamente in campagne di misura svolte sul territorio di Ravenna,
tramite informazioni rintracciate in maniera bibliografica e infine
simulando diverse situazioni di copertura di un’area di 100 km2. Si
desidera
verificare
se
la
presenza
sul
territorio
di
un
numero
maggiore di stazioni radio base ma di potenza inferiore, anche se
dal punto di vista dell’impatto visivo può risultare sgradevole,
determina
una
diminuzione
dell’esposizione
della
popolazione
ai
campi elettromagnetici.
La tesi è stata realizzata in collaborazione con l’ARPA di Rimini,
che ha proposto il tema dell’elaborato, e mi ha seguito durante lo
svolgimento
disposizione
del
la
lavoro
e
dell’ARPA
strumentazione
e
di
il
Ravenna,
che
fondamentale
ha
messo
supporto
a
dei
tecnici del servizio sistemi ambientali.
La parte teorica della simulazione – link budget e strategie di
copertura - è stata realizzata sotto la preziosa guida dell’ingegner
Cristiano Passerini, del DEIS di Bologna, che ringrazio per cortesia
e disponibilità.
Ringrazio inoltre il prof. Luigi Bruzzi e la dott.ssa Maria Teresa
Bagli,
dell’Arpa
di
Rimini,
che
svolgimento della tesi.
2
mi
hanno
seguito
durante
lo
PIANO DELLA TESI
Lo studio prevede una parte introduttiva, sviluppata nei primi tre
capitoli,
in
cui
sono
descritte
le
caratteristiche
generali
dei
campi elettromagnetici, delle antenne e della tecnologia dei sistemi
cellulari, in particolare del sistema di terza generazione UMTS. Nel
quarto capitolo sono trattati gli aspetti sanitari, ambientali e
normativi legati ai campi elettromagnetici ad alta frequenza. Il
quinto capitolo è dedicato completamente alle tecniche di misura,
applicate poi sul campo, alla raccolta ed all’analisi dei valori
rilevati nelle campagne di misurazione.
L’ultima
capitolo,
di
carattere
teorico,
è
incentrato
sulla
simulazione di scenari di copertura di un’area mediante calcolo del
link
budget:
lo
scopo
è
valutare
i
livelli
di
campo
presenti
nell’ambiente in diverse situazioni di carico della rete, di numero
e dimensioni delle celle e di potenza di output degli impianti,
mediante Aldemap, programma in dotazione all’Arpa di Rimini.
3
CAPITOLO I IMPATTO AMBIENTALE, ONDE
ELETTROMAGNETICHE E ANTENNE
1.1 IL CONCETTO DI IMPATTO AMBIENTALE E VIA
La
definizione
concetto
di
generale
impatto
a
cui
si
ambientale
può
è
fare
la
riferimento
seguente:
“per
per
il
impatto
ambientale si intende l’insieme di tutti gli aspetti, positivi e
negativi,
diretti
determinata
ed
opera
indiretti,
genera
temporanei
e
sull’ambiente,
permanenti
inteso
che
come
una
sistema
complesso delle risorse umane e naturali”.
Il progresso tecnologico e scientifico conduce in ogni campo ad una
migliore
qualità
comporta
una
della
serie
di
vita
dell’uomo,
ma
contemporaneamente
rischi
aggiuntivi
per
la
salute
e
per
l’ambiente nel suo complesso. Si manifesta quindi la necessità di
trovare un giusto equilibrio tra la possibilità di sfruttare tutti i
potenziali vantaggi che possono conseguire da un razionale sviluppo
tecnologico, economico e sociale, e la salvaguardia dell’ambiente.
La
valutazione
dell’impatto
ambientale
(VIA)
nasce
dalla
constatazione che il metodo scientifico non è in grado da solo di
risolvere i diversi problemi ambientali legati alle attività umane.
L’obiettivo fondamentale di tale procedura consiste nell’analizzare
e valutare la compatibilità tra un progetto e l’ambiente tenendo in
considerazione
tutti
gli
aspetti
legati
alla
realizzazione
dell’opera, compresi i pareri delle diverse componenti sociali (Enti
Statali,
regionali,
o
semplici
cittadini)
e
di
eventuali
organizzazioni private interessate.
Il principio fondamentale su cui si basa il VIA è la prevenzione di
tutte le possibili cause di impatto ambientale fin dalla fase di
progetto, in modo tale da non dover far fronte agli effetti una
volta
completata
la
realizzazione.
Al
processo
decisionale
partecipano inoltre anche varie componenti sociali oltre che gli
4
organi istituzionali preposti: ciò rappresenta un ulteriore aspetto
innovativo del VIA.
La procedura di Valutazione di impatto ambientale nasce all’inizio
degli anni settanta in USA, dove prima che in Europa, hanno dovuto
regolare lo sviluppo e gli interventi sull’ambiente.
In Europa la Direttiva CEE del 27/6/85 (85/337/CEE) stabilisce le
linee generali per la procedura di VIA ed impone il recepimento
entro il 1988 di tale direttiva da parte di tutti gli Stati membri
della Comunità sottoforma di leggi nazionali.
Il VIA si traduce in un’analisi complessa ed interdisciplinare il
cui obiettivo è pesare le scelte e renderle trasparenti in modo tale
che ai processi decisionali e alle responsabilità possano prendere
parte tutti i soggetti coinvolti. Esso ricerca, considerando tutte
le
componenti
del
problema,
non
un
compromesso,
ma
la
migliore
soluzione possibile.
Secondo le normative di legge vigenti in molti paesi del mondo una
corretta VIA deve comprendere:
-
Una
dettagliata
descrizione
dell’opera
che
si
intende
realizzare, con informazioni e dati tecnici idonei a consentire
una
adeguata
previsti
nella
analisi
fase
degli
di
effetti
costruzione
sanitari
ed
ed
ambientali
esercizio
dell’opera
stessa;
-
Una discussione degli impatti su ogni componente ambientale;
-
L’indicazione
di
ogni
effetto
negativo
che
non
può
essere
evitato;
-
Lo studio delle alternative all’opera proposta che permettono
di ottenere lo stesso risultato finale;
-
Uno studio degli effetti totali a lungo termine;
-
Ogni
utilizzo
irreversibile
o
irrecuperabile
di
risorse
naturali che l’opera potrebbe richiedere;
-
Il contributo derivante dalle azioni di consultazione delle
componenti sociali coinvolte;
5
-
Una verifica del rispetto di tutti gli atti pianificatori con
cui l’opera potrebbe interferire.
1.2 PROTEZIONE SANITARIA ED AMBIENTALE
La
protezione
sanitaria
è
la
disciplina
che
si
interessa
degli
effetti di agenti potenzialmente nocivi alla salute dell’uomo ed ha
come obiettivo l’identificazione delle concentrazioni degli agenti
nocivi che non provochino significativi danni sulla salute degli
individui
esposti.
identificati
Essa
dall’
si
basa
“International
su
alcuni
principi
Commission
for
generali
Radiological
Protection (ICRP)”, in particolare per le radiazioni ionizzanti. I
principi
della
radioprotezione
sono
tre
e,
dato
che
il
loro
carattere è estremamente generale, possono essere applicati anche a
molti
altri
settori
della
protezione
sanitaria.
La
prima
considerazione da fare comunque è che qualsiasi attività umana e
persino le condizioni naturali comportano rischi non nulli per la
salute umana: quindi il rischio zero non esiste.
Il primo principio è detto di giustificazione: ogni sorgente di
esposizione deve essere giustificata in relazione ai benefici che da
essa
si
attendono.
Il
bilancio
rischi
-
benefici
deve
essere
a
favore di un beneficio netto positivo.
L’ottimizzazione è il secondo principio e si basa sul concetto ALARA
(As Low as Reasonably Achievable), ossia il valore della dose di
esposizione
deve
raggiungibile.
essere
Esso
si
il
attua
più
basso
valore
confrontando
i
ragionevolmente
benefici
che
si
ottengono riducendo le dosi alla popolazione con l’incremento del
costo
degli
impianti.
Il
“limite
delle
dosi
individuali”,
terzo
principio, stabilisce che le dosi di esposizione di ogni individuo
non
devono
superare
determinati
limiti
fissati
da
apposite
normative. Essi peraltro devono garantire il rispetto del primo e
secondo principio.
Dall’approccio
proposto
dai
radioprotezionisti
emerge
che
il
soggetto principale della radioprotezione risulta l’uomo. In materia
6
di
protezione
ambientale
viene
proposto
di
fissare
i
limiti
di
impatto sulla base della cosiddetta “ricettività ambientale”, che
rappresenta la massima perturbazione di una variabile ambientale che
può
essere
introdotta
nell’ambiente
senza
che
l’equilibrio
del
sistema si modifichi al di là delle sue fluttuazioni ambientali.
L’inquinamento,
riferibile
a
svariate
componenti
ambientali,
costituisce un tipo frequente di impatto. “L’inquinamento ambientale
è
una
modificazione
delle
caratteristiche
fisiche,
chimiche
o
biologiche dell’aria, dell’acqua o del suolo causata dall’immissione
nell’ambiente di materia o energia, con conseguenti effetti negativi
misurabili, immediati o differiti.”
Si
parla
di
inquinamento
considerazione
sostanze
chimico
quando
organiche
ed
vengono
prese
inorganiche
in
(inquinanti
chimici); di inquinamento biologico quando microrganismi (inquinanti
biologici) vengono scaricati in dosi dannose. L’inquinamento fisico
è
caratterizzato
allo
scarico
(inquinamento
dall’immissione
in
aria
o
termico)
acqua
oppure
di
di
energia
una
alla
nell’ambiente
corrente
propagazione
di
di
dovuta
fluido
onde
caldo
sonore
(inquinamento acustico) o di onde elettromagnetiche (inquinamento
elettromagnetico).
Gli Standard di Qualità Ambientale (SQA) sono il riferimento per gli
interventi contro l’inquinamento ambientale: essi pongono i limiti
di
accettabilità
intensivo
delle
conveniente)
concentrazioni
e
dei
livelli
di
(o
di
altro
esposizione
parametro
dei
diversi
inquinanti.
1.3 ONDE ELETTROMAGNETICHE
La
luce
emessa
dal
elettromagnetiche:
sole
essa
fa
parte
raggiunge
la
della
categoria
terra
attraverso
delle
lo
onde
spazio
vuoto. Nel XVII secolo per spiegare la propagazione della luce si
postulò l’esistenza dell’etere cosmico, mezzo cosmico impalpabile ed
onnipresente. Maxwell, fisico e matematico inglese, vissuto nel XIX
7
secolo, con i suoi studi diede la definitiva spiegazione scientifica
delle onde elettromagnetiche.
Attorno ad un conduttore percorso da corrente che varia nel tempo si
genera un campo magnetico che varia con la stessa legge, seguendo le
variazioni con un ritardo che dipende dalla distanza. La teoria di
Maxwell afferma che il campo magnetico varia, allontanandosi dal
conduttore, con la legge di un’onda che si propaga con velocità pari
a quella della luce e si manifesta con linee di forza chiuse, che
seguono le variazioni indotte dal generatore. Se si considera una
carica elettrica variabile nel tempo applicata ad una linea, per il
campo elettrico che essa produce possono essere fatte le stesse
valutazioni relative al campo magnetico, deducendo l’esistenza di
un’onda
campo
elettrico.
Come
postulato
da
Maxwell
e
verificato
sperimentalmente, un campo elettrico in variazione nel tempo origina
un campo magnetico, le cui linee di forza sono chiuse e concatenate
con le linee di forza elettriche; un campo magnetico che varia nel
tempo genera un campo elettrico, che ha linee di forza chiuse e
concatenate
fenomeno
con
che
le
linee
origina
di
onde
forza
magnetiche.
elettriche
o
Qualsiasi
magnetiche,
sia
queste
il
non
possono esistere separatamente, poiché sono vicendevolmente causa ed
effetto
del
mutuamente
e
fenomeno.
viaggiano
Esse
alla
coesistono
stessa
sempre,
velocità,
si
supportano
rappresentando
aspetti diversi di un unico fenomeno l’onda elettromagnetica.
8
due
Figura 1 Campo elettrico generato da un campo magnetico variabile.
Le
onde
elettromagnetiche
materiale,
ma
caratteristiche
solo
di
non
un
hanno
generico
dielettriche;
inoltre
bisogno
di
spazio
le
nessun
libero,
migliori
supporto
che
abbia
condizioni
di
propagazione si verificano nello spazio vuoto, dove la velocità è
c=299792458 [m/s]. La propagazione è rettilinea e valgono le leggi
dell’ottica geometrica (riflessione, rifrazione, diffrazione).
Ogni
fenomeno
elettromagnetico,
nell’ambito
macroscopico,
è
descrivibile per mezzo di un gruppo di equazioni, ”equazioni di
Maxwell”, la cui validità è data come postulato:
∇⋅D = ρ
(1.1)
∇⋅B = 0
(1.2)
∇× E = −
∂B
∂t
∇× H = J +
D
(1.3)
∂D
∂t
induzione elettrica
(1.4)
D=ε⋅E
[C/m2]
(1.5)
ε=ε0⋅εr costante dielettrica (o spostamento dielettrico)
ε0 =8.854⋅10-12 [F/m] costante dielettrica nel vuoto
εr costante dielettrica relativa
B
induzione magnetica
B=μ⋅H
9
[Wb/m2]
(1.6)
μ=μ0⋅μr permeabilità magnetica
μr permeabilità magnetica relativa
μ0=4⋅π⋅10-7 [henry/m] permeabilità magnetica nel vuoto
E
campo elettrico
[V/m]
ρ densità di carica elettrica
[C/m3]
J
densità di corrente elettrica
[A/m2]
H
campo magnetico
[A/m]
La densità di carica ρ e la densità di corrente
campo
elettromagnetico,
non
sono
tra
J,
loro
sorgenti del
completamente
indipendenti, poiché soggette alla condizione di conservazione di
carica formalizzata attraverso l’equazione di continuità:
∇ ⋅J +
La
∂ρ
= 0.
∂t
(1.7)
connessione
esplicitata
tra
(nel
elettromagnetismo
vuoto)
attraverso
e
azioni
l’espressione
meccaniche
della
forza
è
di
Lorentz:
F = ρ⋅E+ J ×B
F
(1.8)
[N/m3]
densità di forza
Le onde elettromagnetiche sono descritte da equazioni differenziali
di tipo iperbolico:
∇ 2 E − εμ
∂2 E
=0
∂t 2
(1.9)
∇ 2 B − εμ
∂2 B
=0
∂t 2
(1.10)
La
configurazione
delle
condizioni
al
contorno
cui
corrisponde
l’espressione più semplice per le soluzioni è una configurazione
piana (ad esempio ortogonale all’asse x). L’equazione diventa:
∂2 f
∂2 f
−
εμ
=0
∂x 2
∂t 2
la cui soluzione generale è:
10
(1.11)
⎛
⎞
⎜v = 1 ⎟ .
⎜
εμ ⎟⎠
⎝
ϕ (x, t ) = f1 ( x − vt ) + f 2 ( x + vt )
(1.12)
Cioè la soluzione generale è la somma di un’onda progressiva e di
una regressiva propagantesi con velocità v lungo l’asse x.
In questo caso (onda piana) tutte le componenti dei campi
indipendenti da y e z: ad ogni istante
E
e
B
E
e
B
sono
hanno lo stesso valore
in tutti i punti di ogni piano ortogonale all’asse x. Fisicamente
questa condizione non si verifica mai esattamente nella pratica:
tuttavia ci si approssima ad essa in molti casi, in particolare
quando si è interessati al campo in una porzione di spazio piccola,
molto
lontana
dalla
sorgente.
Un’onda
elettromagnetica
piana
può
essere rappresentata attraverso un sistema di riferimento su tre
piani tra loro ortogonali come mostrato in figura 2:
E
nel piano yz, ed è orientato lungo l’asse y;
E
xz ed è orientato lungo x.
direzione
di
propagazione
ed
H
H
è contenuto
è contenuto nel piano
sono inoltre ortogonali alla
dell’onda
z,
costituendo
un
sistema
tridimensionale a tre assi nello spazio. Il piano xy rappresenta il
fronte d’onda che si sposta nella direzione di z con velocità c.
Questo
tipo
parallele
al
di
onda
le
sistema
cui
di
componenti
riferimento,
rimangono
possiede
indefinitamente
per
definizione
polarizzazione lineare.
Si
può
introdurre
una
rappresentazione
matematica
mediante
una
funzione di x e t considerando il caso particolare di oscillazioni
armoniche:
z (x, t ) = z M ⋅ sin (ω ⋅ t − k ⋅ x + ϕ )
(1.13)
zM
ampiezza o valore di picco della funzione armonica
ω=2⋅π⋅ν
pulsazione della funzione armonica
ϕ
fase (valore dell’argomento della funzione seno per t=0)
κ=2⋅π/λ
numero d’onda
11
Figura 2 – Caratteristiche di propagazione di un’onda piana.
Nel caso in cui le condizioni al contorno e la configurazione delle
sorgenti
siano
tali
da
imporre
simmetria
sferica
si
ha
che
l’espressione per l’onda sferica sarà del tipo:
F (r , t ) =
1
⋅ [ f 1 (r − vt ) + f 2 (r + vt )]
r
(
v=
1
εμ
)
(1.14)
Si osserva che se si considera una piccola porzione di spazio molto
distante dal centro dell’onda sferica, il fattore 1/r può essere
considerato
praticamente
costante
e
l’onda
sferica
può
essere
approssimata con un’onda piana.
Un’onda sferica può essere rappresentata attraverso un’espressione
matematica delle coordinate spaziali e di quelle temporali:
a (r , t ) =
AM
⋅ sin[(ω ⋅ t − κ ⋅ r ) + ϕ ]
r
(1.15)
dove AM, ω, k, ϕ hanno lo stesso significato che nel caso dell’onda
piana; r indica la distanza del generico punto P dal centro O delle
superfici d’onda, nel quale può pensarsi localizzata la sorgente
dell’onda medesima.
12
Figura 3 Rappresentazione di un’onda sferica
Se
si
considera
una
superficie
chiusa
S
di
forma
costante
all’interno della quale ci sia un campo elettromagnetico non ovunque
nullo ed eventualmente della materia, l’espressione dell’energia U
posseduta
dal
campo
elettromagnetico
contenuta
in
S,
derivata
rispetto al tempo, con dτ elemento del volume τ contenuto in S è:
−
(
)
∂U
= P ∗ d S + ∫ E ∗ d S dτ
∂t ∫S
S
P = E⋅H =
(1.16)
E⋅B
(1.17)
μ
P è detto vettore di Poynting e si misura in [J/m2⋅s].
La diminuzione per unità di tempo
−
∂U
∂t
è pari alla somma della
potenza dissipata per effetto Joule nella materia contenuta in τ e
del flusso attraverso la superficie di contorno S del vettore di
Poynting
P=
E⋅B
μ
; esso rappresenta l’energia elettromagnetica che
l’onda trasporta nell’unità di tempo attraverso dS.
Quando
si
ha
a
che
fare
con
una
grandezza
periodica
a(t),
una
quantità di uso comune è il valor medio efficace A, definito dalla
seguente relazione:
13
T
A=
1
⋅ ∫ a 2 (t ) ⋅ dt
T 0
(1.18)
Per una grandezza sinusoidale, il valor quadratico medio del modulo
o valore efficace calcolato su un periodo si indica con E eff =
il
campo
elettrico,
Beff =
B0
per
il
campo
2
rappresentano l’ampiezza o valore massimo).
14
magnetico
E0
(E0
per
2
e
B0
1.3.1 SPETTRO DELLE ONDE ELETTROMAGNETICHE
L’intervallo di frequenza entro cui le onde elettromagnetiche sono
oggetto di applicazioni e di studio è molto vasto: varia tra il
migliaio di Hertz e circa 1025 Hertz. Le onde elettromagnetiche, in
base alla loro frequenza, sono originate da sorgenti diverse, hanno
caratteristiche differenti, distinte modalità di interazione con la
materia e nomi diversi.
Tabella 1
Banda di
Lunghezza d’onda
Designazione
Servizi e applicazioni tipiche
frequenza
3 - 30 Hz
30 - 300 Hz
100 - 10 Mm
10 - 1 Mm
ELF (Extremely Low
Sondaggi magnetotellurici della
Frequency)
struttura della terra
SLF (Super Low Frequency)
Rivelazione di oggetti metallici
sotterrati, distribuzione di
potenza elettrica
300 - 3000 Hz
1 - 0.1 Mm
ULF (Ulta Low Frequency)
Sondaggi ionosferici,
comunicazioni sottomarine
3 - 30 kHz
100 - 10 km
VLF (Very Low Frequency)
Segnali audio di telefonia
300 - 3000 kHz
1 - 0.1 km
MF (Medium Frequency)
Radiodiffusione a modulazione di
3 - 30 MHz
100 - 10 m
HF (High Frequency
Radiodiffusione a onde corte
30 - 300 MHz
10 -1 m
VHF (Very High Frequency)
Radiodiffusione di segnali
ampiezza (AM)
televisivi e a modulazione di
frequenza (FM),
radiocomunicazioni mobile,
controllo traffico aereo
300-3000 MHz
1 - 0.1 m
UHF (Super High Frequency)
Radiodiffusione di segnali
televisivi, sistemi radar, forni
a microonde, telefonia
cellulare.
3-30 GHz
10 - 1 cm
SHF (Ultra High Frequency)
Sistemi radar, sistemi di
telecomunicazione via satellite,
sistemi di localizzazione
geografica satellitare (GPS),
radio-navigazione aerea,
radioastronomia, telerilevamento
ambientale a microonde,
applicazioni bio-medicali
30-300 GHz
1 - 0.1 cm
EHF (Extremely High
Sistemi radar, sistemi di
Frequency)
telecomunicazione via satellite
avanzati, radioastronomia,
telerilevamento ambientale a
onde millimetriche.
15
1.4 ANTENNE
Le
antenne
sono
strutture
metalliche
su
cui
vengono
attivate
correnti che vengono utilizzate come sorgenti per la trasmissione
dell’informazione (antenne in trasmissione). Tuttavia, esse possono
anche servire come supporto per far scorrere le correnti indotte
indispensabili
per
la
ricezione
delle
informazioni
(antenne
in
ricezione).
Figura 4 Schema di un sistema di ricetrasmissione
Si consideri un campo generato da una corrente variabile che scorre
su
un’antenna
filiforme.
La
corrente
che
varia
sull’antenna
è
costituita dagli elettroni del metallo di cui è fatta la struttura:
questi cominciano a fluire lungo l’antenna stessa, alternativamente
verso il basso e verso l’alto. Come conseguenza vengono originati
effetti
variabili
con
lo
stesso
ritmo
sulle
eventuali
cariche
circostanti: tale fenomeno si rappresenta con un campo variabile che
si propaga alla velocità della luce e si attenua con la distanza. Il
campo
nel
propagarsi
mantiene
la
frequenza
delle
oscillazioni:
quindi i sistemi riceventi oscillano ad un ritmo uguale a quello dei
sistemi
inducono
trasmittenti.
correnti
che
Sulle
antenne
hanno
la
riceventi,
stessa
dell’antenna trasmittente.
16
frequenza
ad
esempio,
della
si
corrente
Figura 5 Linee di campo elettrico e magnetico prodotte da un’antenna lineare e andamento del
campo elettrico sul piano orizzontale lungo una coordinata radiale
In
figura
5
propagativo
è
generato
(rappresentazione
generatore
rappresentata
di
la
attorno
idealizzata
forza
configurazione
ad
di
un
un
conduttore
un’antenna
elettromotrice
di
fa
lineare)
scorrere
campo
filiforme
su
una
cui
un
corrente
elettrica i, variabile sinusoidalmente con la frequenza f. Le linee
del campo magnetico hanno la forma di cerchi centrati su un asse
coincidente con l’antenna (in figura 5 ne sono rappresentati alcuni
limitatamente
al
piano
“equatoriale”)
mentre
le
linee
di
campo
elettrico si avvolgono su quelle di campo magnetico in spire chiuse,
delle quali la figura mostra (in tratteggio) quelle adiacenti su un
piano meridiano (il piano del foglio).
Alle
oscillazioni
della
corrente
nel
tempo
corrispondono
oscillazioni dei campi nel tempo e nello spazio. Per quanto riguarda
lo
spazio,
ciascuno
le
dei
alternanze
quali
è
si
succedono
uguale
alla
ad
intervalli
distanza
λ
regolari,
percorsa
dalla
perturbazione elettromagnetica nel periodo di oscillazione T; cioè
c⋅T=λ, oppure essendo T=1/f: λ⋅f=c.
17
1.4.1 CAMPI ELETTROMAGNETICI A GRANDE DISTANZA DALL’ANTENNA
Se
si
utilizza
la
elettromagnetico
notazione
a
dei
vettori
componenti
complessi,
un
monocromatiche
campo
variabili
sinusoidalmente nel tempo con frequenza ν0 [Hz] e pulsazione ω0=2⋅π⋅ν0
si rappresenta:
( )
r r
E r , t = Re E (r , ω 0 ) ⋅ e − j⋅ω0 ⋅t
{
}
(1.19)
E(r,ω0)
Dove r è il vettore posizione e
è il vettore complesso
rappresentativo nel dominio delle frequenza.
Il campo elettromagnetico irradiato a grande distanza dall’antenna
(ovvero a distanze molto maggiori della dimensione dell’antenna e
della lunghezza d’onda di lavoro) in coordinate sferiche (r,θ,φ) con
sistema di versori fondamentali (r0,θ0,φ0) e notazione complessa si
rappresenta con il vettore complesso:
()
E ∞ r = E ∞ (r , θ , ϕ ) = E (r → ∞,θ , ϕ , ω 0 )
[V/m]
(1.20)
originato da un’antenna posta nel sistema di riferimento come in
figura 6.
Figura 6 Campo generato da un’antenna posta nel sistema di riferimento in coordinate sferiche
Si nota che:
-
in
coordinate
cartesiane
(x,y,z)
con
sistema
dei
fondamentali (x0,y0,z0): r=x⋅x0+y⋅y0+z⋅z0;
-
in
coordinate
sferiche
r=r·sinθ⋅cosφ⋅x0+r⋅sinθ⋅sinφ⋅y0+r⋅cosθ⋅z0.
18
versori
(1.21)
(r,θ,φ)
è
(1.22)
1.4.2 REGIONI DI CAMPO IRRADIATE DALLE ANTENNE
Le regioni di campo irradiate da un’antenna (D dimensione massima
dell’antenna tale che D>λ) si distinguono in:
1. Regione di campo vicino reattivo:
“regione del campo immediatamente circostante l’antenna in cui
prevalgono
i
campi
reattivi”.
Le
linee
di
forza
del
campo
elettrico non si richiudono in anelli attorno alle linee di
campo
magnetico,
ma
partono
dalle
cariche
di
un
segno
e
terminano su quelle di segno opposto. L’energia immagazzinata
nei campi reattivi non abbandona mai la sorgente, cioè non
viene
irradiata
Analogamente
correnti
il
che
ma
emessa
campo
e
magnetico
percorrono
i
riassorbita
è
continuamente.
localizzato
vari
elementi
intorno
alle
metallici
che
costituiscono il radiatore e le sue linee di forza si avvolgono
in anelli attorno alle correnti come per i campi magnetici
statici. I campi reattivi presentano un comportamento molto
simile a quello dei campi statici, da cui si diversificano
unicamente
per
il
fatto
che
la
loro
intensità
oscilla
nel
tempo, perciò sono chiamati anche quasi-statici. Nella regione
di campo vicino, le ampiezze del campo elettrico e magnetico
non sono legate da un rapporto costante, né possono essere
ricavate in maniera semplice le une dalle altre.
2. Regione di campo vicino (radiativo di Fresnel): r < 2⋅(D2/λ) (r
vettore posizione).
“regione
del
reattivo
e
campo
di
di
campo
un’antenna
lontano
tra
dove
i
la
regione
campi
di
di
campo
radiazione
predominano e la distribuzione angolare del campo è dipendente
dalla distanza dall’antenna. Se l’antenna ha una dimensione
massima molto più piccola della lunghezza d’onda, tale regione
può non esistere”.
3. Regione di campo lontano (radiativo di Fraunhofer): r>(2⋅D2/λ)
19
“regione del campo di un’antenna dove la distribuzione angolare
del
campo
è
essenzialmente
indipendente
dalla
distanza
dall’antenna”. In tale regione il campo elettrico e magnetico
hanno ampiezze legate tra loro che variano con 1/r. Il confine
superiore di questa regione in spazio libero è rappresentato
dal raggio della sfera all’infinito.
Tabella 2
Zona di campo
Zona di campo
Zona di campo vicino
vicino
lontano
reattivo
Limite
Zona di campo
Zona di campo
Reattivo/radiativo
Radiativo
0
λ
3⋅λ
Max(3⋅λ,2⋅D2/λ)
λ
3⋅λ
Max(3⋅λ,2⋅D2/λ)
∞
inferiore
Limite
superiore
1.4.3 CARATTERISTICHE DEL CAMPO IRRADIATO A GRANDE DISTANZA
DALL’ANTENNA
Oltre
a
proprietà
caratteristiche
di
rice-trasmittenti,
direzionalità,
le
amplificazione
antenne
possiedono
della
radiazione
elettromagnetica in alcune direzioni e riduzione della stessa in
altre.
Figura 7 Fronti d’onda del campo EM di radiazione.
20
A grande distanza dall’antenna il campo elettrico
si
propagano
come
un’onda
sferica
che
E∞
e magnetico
H∞
direzione
di
nella
propagazione può venire rappresentata localmente come un’onda piana
e uniforme (trasversa elettromagnetica: TEM rispetto alla direzione
di
propagazione
radiale
r0).
Le
superfici
equifase
del
campo
irradiato sono sferiche con centro nell’origine (in cui si individua
il centro di fase dell’antenna) e la direzione di propagazione è
radiale secondo r0.
Il campo elettrico
E∞
e magnetico
H∞
sono tra loro perpendicolari ad
ogni istante alla direzione radiale r0 ed hanno componenti (Eθ,Eφ) e
(Hθ,Hφ).
I moduli di
E∞
e
H∞
decrescono con la distanza come 1/r e sono in
rapporto costante pari all’impedenza caratteristica del mezzo η =
μ
ε
(η=377Ω).
Il campo
minimi
e
E∞
è in fase con
zeri
nello
stesso
H∞,
ossia i campi presentano massimi,
istante
e
l’onda
TEM
è
polarizzata
ellitticamente sul piano traverso, perpendicolare a r0.
1.4.3.1 DENSITÁ DI POTENZA
In virtù delle proprietà di onda piana localmente uniforme segue che
dall’espressione del vettore di Poynting: P ∞ (r , θ , ϕ ) = P(r → ∞, θ , ϕ ) nel
dominio della frequenza a grande distanza dall’antenna:
∗
1
P ∞ (r ,θ , ϕ ) = ⋅ E ∞ (r ,θ , ϕ ) × H ∞ (r , θ , ϕ ) [W/m2] dove:
2
E∞(r,θ,ϕ)e H∗∞(r,θ,ϕ)
coincidono
con
il
campo
(1.23)
elettrico
[V/m]
e
magnetico [A/m] irradiati dall’antenna a grande distanza;
⎢P∞(r,θ,ϕ)⎢ è la densità di potenza [Wb/m2] irradiata dall’antenna
attraverso una superficie ortogonale alla direzione di propagazione
r0;
21
Re[P∞(r,θ,ϕ)] è il valore medio nel periodo della densità di potenza
irradiata (ipotesi di campi monocromatici).
Si rileva che:
-
il vettore di Poynting
P∞
risulta diretto radialmente, cioè
ortogonale alle superfici equifase del campo;
-
il
vettore
di
Poynting
P∞
è
puramente
reale
in
mezzi
non
dissipativi.
1.4.3.2 POTENZA TRASMESSA (IRRADIATA)
P∞(r,θ,ϕ)=⎢P∞(r,θ,ϕ)⎢,
Se
il
flusso
del
vettore
di
Poynting
attraverso una sfera di raggio r, con centro nell’origine e normale
n0=r0 all’elemento di superficie dS, rappresenta la potenza trasmessa
(o irradiata ) dall’antenna data da:
WT ≡ ∫ P (r , θ , ϕ ) ⋅ n 0 ⋅ dS = ∫ P (r , θ , ϕ ) ⋅ dS
S
∞
S
[W]
∞
(1.24)
dove WT è la potenza trasmessa (irradiata) dall’antenna.
1.4.3.3 INTENSITÁ DI RADIAZIONE
Se
P∞(r,θ,ϕ)=⎢P∞(r,θ,ϕ)⎢,si
definisce a grande distanza dall’antenna:
U (θ , ϕ ) ≡ r 2 ⋅ P∞ (r ,θ , ϕ )
[W/sr]
(1.25)
dove: U(θ,φ) è l’intensità di radiazione irradiata dall’antenna (o
diagramma di radiazione in potenza). U(θ,φ) rappresenta la potenza
per unità di angolo solido [W/sr] trasmessa (irradiata) dall’antenna
nell’intorno della direzione (θ,φ).
L’espressione per la potenza trasmessa diviene:
WT = ∫ P
S
∞
(r ,θ , ϕ ) ⋅ dS
U (θ , ϕ )
=∫
⋅ dS = ∫ U (θ , ϕ ) ⋅ dΩ =
S
r2
4π
2π π
∫ ∫ U (θ , ϕ ) ⋅ sin θ ⋅ dθ ⋅ dϕ
[W]
0 0
(1.26)
Si nota che:
-
L’intensità di radiazione non dipende dalla distanza r poiché a
grande distanza la densità di potenza irradiata varia in modo
22
inversamente proporzionale al quadrato della distanza. Si noti
che ciò non è più vero in zona di campo reattivo;
-
U(θ,φ) caratterizza le proprietà direzionali dell’antenna.
1.4.4 CARATTERISTICHE DIREZIONALI DI UN’ ANTENNA
Un’antenna
è
isotropica
un’“antenna
ipotetica
avente
uguale
radiazione in tutte le direzioni.”
Un’antenna
puntiforme
è
un’antenna
isotropica
non
fisicamente
realizzabile la cui intensità di radiazione Uiso non dipende dalla
direzione e che ha la proprietà di distribuire uniformemente in ogni
direzione tutta la potenza irradiata.
U (θ , ϕ ) = U iso = r 2 ⋅ P∞iso
2π π
WT = ∫ U iso ⋅ dΩ =
∫ ∫ sin θ ⋅ dθ ⋅ dϕ = P
∞ iso
4π
Un’antenna
(1.27)
⋅ r 2 ⋅ 4 ⋅π
(1.28)
0 0
è
direzionale
un’“antenna
avente
la
proprietà
di
irradiare e ricevere onde elettromagnetiche in modo più efficace in
alcune direzioni piuttosto che in altre”.
Un’antenna omni-direzionale è un’“antenna avente proprietà radiative
non
direzionali
sul
piano
azimutale
(θ=90°,
φ
variabile)
e
direzionali su piani di elevazione (φ = costante, θ variabile).
Esempio: dipolo.
1.4.5 SOLIDO DI RADIAZIONE
Il
solido
di
“rappresentazione
radiazione
radiazione
grafica
(intensità
(“radiation
pattern”)
tridimensionale
di
radiazione,
delle
è
proprietà
ampiezza,
fase,
una
di
o
polarizzazione del campo) dell’antenna in funzione delle coordinate
direzionali” [IEEE Std 145-73].
Si possono ottenere:
Un
solido
di
radiazione
in
campo
|E∞(r,θ,φ)| per r = costante
23
ossia
una
rappresentazione
di
Un solido di radiazione in potenza ovvero una rappresentazione di
U(θ,φ) oppure |E∞(r,θ,φ)|2 per r costante.
La
rappresentazione
del
solido
di
radiazione
può
essere
di
due
tipologie: in figura 8 sono mostrate la rappresentazione polare a
sinistra e a destra la rappresentazione assonometrica.
Figura 8 Rappresentazione polare del solido di radiazione e rappresentazione assonometrica
Il lobo di radiazione (“radiation lobe”) è la porzione del solido di
radiazione delimitata da regioni a relativa bassa radiazione. Si
possono incontrare:
-
Lobo principale (“major lobe”): lobo di radiazione contenente
la direzione del massimo di radiazione.
-
Lobo secondario (“minor lobe”): ogni lobo di radiazione eccetto
il principale.
-
Lobo laterale (“side lobe”): ogni lobo in direzione diversa da
quella considerata (generalmente del massimo).
-
Lobo posteriore (“back lobe”): lobo secondario in direzione
opposta al principale.
1.4.6 DIAGRAMMA DI RADIAZIONE
Il
diagramma
di
(“antenna
radiazione
pattern”)
è
una
rappresentazione bidimensionale del solido di radiazione mediante
sezioni a φ = costante o θ = costante, che serve per caratterizzare
24
l’antenna.
In
esso
radiazione
relativa
trasmittente.
ricezione
Nel
vengono
che
caso
rappresenta
riportate
l’antenna
di
la
nelle
emette,
antenna
risposta
diverse
nel
caso
ricevente,
relativa
direzioni
il
di
la
antenna
diagramma
dell’antenna
di
alla
radiazione elettromagnetica incidente dalle diverse direzioni. Se la
radiazione trasmessa e quella ricevuta sono polarizzate ugualmente,
il
diagramma
di
radiazione
e
quello
di
ricezione
di
un’antenna
coincidono. I diagrammi di radiazione e di ricezione possono essere
forniti in formati diversi, ossia in termini di
-
attenuazione;
-
potenza
effettiva
irradiata
(ERP
o
Effective
Radiative
Power), espressa in relazione a riferimenti vari (dBk, dBm);
-
intensità di campo relativa.
Essi possono essere rappresentati o in scala lineare o in scala
logaritmica. Le forma più diffuse rappresentano in scala lineare
l’intensità relativa di campo e in scala logaritmica l’attenuazione.
Esistono
diagrammi
di
radiazione
in
coordinate
cartesiane,
che
trovano utilizzo nel caso particolare in cui sia necessario o si
desideri descrivere nel dettaglio anche i cosiddetti lobi secondari
(figura 9), tuttavia in genere sono forniti diagrammi di radiazione
in forma di grafici polari, un esempio in figura 10.
Figura 9 Rappresentazione cartesiana del diagramma di radiazione
25
La Larghezza del fascio a metà potenza è l’ampiezza angolare del
lobo principale a metà potenza (a -3 dB) (Half Power Beam Width,
HPBW).
Figura 10 Rappresentazione polare del diagramma di radiazione
1.4.7 DIRETTIVITÀ O GUADAGNO DIRETTIVO
La direttività o guadagno direttivo (“Directive gain”) è definita
dalla seguente formula:
D(θ , ϕ ) =
P∞ (r ,θ , ϕ ) U (θ , ϕ ) P∞ (r ,θ , ϕ ) U (θ , ϕ )
=
=
=
P∞iso
U iso
WT / 4π ⋅ r 2 WT / 4π
[adimensionale] (1.29)
Si nota che:
-
La
direttività
è
una
figura
di
merito
per
le
proprietà
direttive dell’antenna rispetto al riferimento di un’antenna
isotropica
che
irradi
la
stessa
potenza
WT;
a
volte,
il
riferimento può essere un’antenna nota non-isotropica (esempio:
antenna a tromba).
-
La direttività di un’antenna isotropica è unitaria Diso(θ,φ)=1.
-
Si usa, in genere, il valore in dB della direttività:
Ddb (θ , ϕ ) = 10 ⋅ Log 10 [D(θ , ϕ )]
(1.30)
26
1.4.8 GUADAGNO DI UN’ANTENNA
Il guadagno (“power gain”) si definisce similmente alla direttività,
ma riferendosi alla potenza alla porta di ingresso dell’antenna WIN
(invece che alla potenza irradiata). Il guadagno evidenzia come la
maggiore potenza che si riesce ad irradiare in una certa direzione,
si ottenga riducendo la potenza in tutte le altre direzioni.
Viene definito secondo lo standard IEEE come “Rapporto, moltiplicato
per 4π, dell’intensità di radiazione rispetto alla potenza netta
accettata dall’antenna da un trasmettitore ad essa connesso”.
G (θ , ϕ ) ≡
P∞ (r , θ , ϕ )
U (θ , ϕ )
=
= η r ⋅ D(θ , ϕ ) [adimensionale]
2
WIN / 4 ⋅ π
WIN / 4 ⋅ π ⋅ r
(1.31)
dove:
WIN: potenza alla porta di ingresso dell’antenna tale che WIN–WT è
pari alla potenza WL perduta per dissipazione (“losses”).
ηr: efficienza di radiazione dell’antenna, che tiene conto delle
perdite dovute alla dissipazione per conduzione e dielettricità,
ed è definita da:
ηr ≡
WT
WIN
Essendo WIN≥WT si ha che 0≤ηT≤1 con:
G(θ,φ)≤D(θ,φ)
-
ηr=1 per antenne senza perdite;
-
ηr=0 per antenne con perdite “infinite”.
1.4.9 CLASSIFICAZIONE DELLE ANTENNE
Le antenne possono essere classificate in base alla loro struttura e
configurazione in:
•
Antenne lineari: antenne la cui struttura è di tipo filiforme,
in
generale
di
spessore
finito
(sottile)
e
a
geometria
variabile (rettilinea e non).
Esempi:
dipoli,
spire,
monopoli,
antenne
Beverage,
antenna
rombica, antenna a elica, antenna biconica, antenna a farfalla.
27
•
Antenne
apertura: antenne la cui struttura presenta una
ad
porzione
di
superficie
piana
(bocca)
attraverso
la
quale
avviene l’irradiazione di onde elettromagnetiche (tale bocca
può essere rappresentata anche da una superficie dielettrica,
come nelle antenne a lente).
Esempi:
antenna
a
guida
troncata,
antenna
a
tromba,
microstriscia.
•
Antenne a riflettore: antenne che presentano un illuminatore
(antenne ad apertura) che irradia verso uno o più riflettori
metallici,
avente
caratteristiche
di
irradiazione
elettromagnetiche altamente direttive.
Esempi: antenna a riflettore parabolico, antenna a riflettore
angolare, antenna a riflettore fuori-asse, antenna a doppio
riflettore di tipo Cassegrain.
•
Allineamenti di antenne: configurazioni mono o bi-dimensionali
di antenne (dette primarie, di tipo lineare o ad apertura)
alimentate
avente
con
opportuna
caratteristiche
distribuzione
di
di
irradiazione
ampiezza
e
fase,
elettromagnetiche
altamente direttive e facilmente riconfigurabili.
Esempi: allineamento mono e bi-dimensionali a dipoli risonanti,
allineamento
mono
allineamento
a
e
bidimensionali
microstriscia,
in
guida
allineamento
fessurata,
di
tipo
logperiodico, allineamento di tipo Yagi - Uda, allineamento
mono e bi-dimensionale con antenne primarie “attive”.
28
CAPITOLO 2 TECNOLOGIA DEI SISTEMI
RADIOMOBILI
L’uomo del XX secolo trova perfettamente logico e naturale avere a
disposizione un telefono nella maggior parte dei luoghi in cui si
svolgono
le
sue
attività
quotidiane.
Grazie
all’introduzione
dei
sistemi radiomobili l’utente ha avuto la possibilità di svincolarsi
dall’immobilità del telefono fisso mantenendo servizi analoghi, pur
spostandosi liberamente sul territorio.
Il destinatario della comunicazione non è più il luogo in cui è
localizzato il telefono, bensì, ovunque si trovi, la persona che lo
porta con sé.
Per
raggiungere
un
utente
in
movimento
si
utilizzano
onde
radioelettriche che permettono un affrancamento dal filo di rame
della
terminazione
telefonica
fissa:
si
parla
di
telefonia
“wireless”.
2.1 LA TRASMISSIONE DELLE INFORMAZIONI
I passi fondamentali del processo di radiotrasmissione sono generare
onde radio e sovrapporre ad esse l’informazione da trasmettere. Al
trasmettitore è richiesto di generare un’oscillazione radioelettrica
detta
portante
che
ha
una
determinata
frequenza
e
un’energia
sufficiente a propagarsi fino al terminale opposto del collegamento.
La portante, generata da circuiti elettronici, alimenta un’antenna,
che
costituisce
l’interfaccia
dell’apparato
con
lo
spazio
circostante: su di essa l’energia assume la configurazione fisica
del campo elettromagnetico. Sulla portante viene applicato poi un
processo di modulazione, per cui la modulante, ossia il segnale da
trasmettere, è sovrapposto alla portante che provvede a trasferirla
a
destinazione.
Il
processo
di
modulazione
necessita
della
disponibilità di una banda minima di frequenza ad uso esclusivo di
quel determinato sistema trasmittente: infatti la modulante per la
29
quasi totalità dei casi è rappresentata da un segnale elettrico
descritto da uno spettro complesso. Lo spettro del segnale radio
emesso mostra insieme con la riga di portante un gruppo complesso di
righe
costituenti
l’informazione:
le
cosiddette
bande
laterali,
situate ai lati della portante con simmetria speculare rispetto ad
essa. Il ricevitore radio deve captare il segnale elettromagnetico
proveniente dal trasmettitore ed estrarne il contenuto informativo
che è messo a disposizione dell’utente. Il ricevitore deve possedere
la capacità di raccogliere ed elaborare un segnale di piccolissima
intensità, sensibilità, ed inoltre deve selezionare il canale radio
su
cui
è
trasmessa
“finestra
di
l’informazione,
ascolto”
virtuale
Esso
selettività.
solo
sul
canale
apre
che
una
porta
l’informazione desiderata: infatti l’antenna del ricevitore capta
una moltitudine di segnali radio, differenti in frequenza del canale
ed in informazione trasportata. Con l’operazione di filtraggio si
richiede di lasciare transitare unicamente e completamente l’intero
spettro dell’onda modulata, con il minimo contributo di distorsione
in ampiezza e fase.
2.2 LOGICA E STRUTTURA DEL SERVIZIO RADIOMOBILE
La copertura cellulare è realizzata attraverso la disposizione sul
territorio
di
un
elevato
numero
di
stazioni
ricetrasmittenti
di
piccola potenza, ciascuna ha a disposizione un determinato numero di
“canali
fisici”
l’utente.
Ogni
che
rappresentano
Stazione
Radio
il
Base
mezzo
(SRB)
di
collegamento
origina
attorno
con
a
sé
“un’area di copertura”, ossia una zona di territorio in cui può
verificarsi con sufficiente qualità ed affidabilità il collegamento
radio tra i ricetrasmettitori appartenenti alla SRB e la stazione
radiomobile.
L’estensione
dell’area
di
copertura
detta
cella
è
legata alla potenza ed alla sensibilità degli apparati radio, al
dimensionamento dei loro sistemi radianti e agli eventuali ostacoli
che
possono
radiomobile
frapporsi
viene
nel
offerto
collegamento
all’interno
30
di
radio.
Il
servizio
un’area
di
copertura
globale realizzato semplicemente facendo sì che più celle si trovino
contigue in tutte le direzioni.
I Centri di Commutazione radiomobile o MSC (Mobile Service Switching
Centre) eseguono la supervisione ed il controllo di un gruppo di
celle: comunicano pertanto su linee fisiche dedicate con tutte le
loro celle. Ogni MSC gestisce le connessioni tra l’utenza mobile e
le reti fisse, ponendosi in tal modo come elemento di interfaccia
tra PLMN (Public Land Mobile Network) e la PSTN (Public Switching
Telephone Network). All’ interno della rete radiomobile, gli MSC
sono in rete interconnessi tra loro in modo che da qualunque cella
sia possibile accedere a qualunque altra. Altre importanti funzioni
svolte dagli MSC riguardano il controllo della mobilità dell’utente
e
sono
le
procedure
di
“Location
Updating”,
di
“Roaming”
e
di
“Handover”.
L’utente grazie alla sua mobilità può trovarsi in ogni punto del
territorio coperto dalla PLMN: la rete, per poter indirizzare le
chiamate a lui dirette con precisione, deve conoscerne la posizione
in tempo reale. Il territorio coperto dalla PLMN, a tal fine, viene
suddiviso in Location Areas (LA), ovvero Aree di Localizzazione, ed
un’apposita
procedura
provvede
ad
individuare
per
ogni
utente
l’identificativo della sua attuale LA. Tale dato viene inserito in
un registro, VLR, accessibile da tutta la rete cosicché è sempre
possibile indirizzare la chiamata verso l’utente. La procedura di
Location Updating consente l’aggiornamento automatico ed in tempo
reale dell’identificativo della Location Area associato all’utente.
La rete possiede anche HLR (Home location register), banche dati in
cui sono stabilmente registrati sia l’identità che il profilo di
servizio dell’utente; fra questi anche l’identificativo del MSC/VLR
che ha temporaneamente in carico l’utente.
Il Roaming riguarda la mobilità tra Gestori diversi di telefonia
radiomobile.
La
procedura
di
Roaming
consente
ad
un
utente
di
affiliarsi automaticamente, nel caso di GSM, ad una rete GSM diversa
da
quella
con
cui
ha
sottoscritto
31
il
contratto
di
servizio,
conservando il proprio profilo di utente (servizi ricevuti dalla
rete).
La procedura di HandOver si occupa di risolvere il problema legato
al passaggio dell’utente da una cella ad una adiacente durante una
conversazione; per non fare cadere la conversazione in corso viene
assegnato al mobile un canale appartenente al gruppo della nuova
cella in cui è entrato.
2.3 UTILIZZO DELLA RISORSA A RADIOFREQUENZA
Figura 11 Principi di canalizzazione radio per sistemi full duplex
Ad ogni sistema radiomobile è assegnata una banda di frequenze per
concessione,
nel
caso
italiano,
del
Ministero
delle
poste
e
Telecomunicazioni (TLC).
Nella figura 11 si notano gli elementi che contraddistinguono una
banda assegnata ad un determinato sistema di TLC. Sull’asse delle
frequenze
sono
rappresentate
le
portanti
dei
vari
canali
radio
tramite righe di spettro, i cui numeri identificano il canale radio.
I canali sono distanziati attraverso il passo di canalizzazione, che
tiene conto della larghezza spettrale richiesta dalla modulazione.
Esiste una relazione di proporzionalità diretta tra larghezza di
banda di un singolo canale e l’intera banda assegnata, in funzione
32
del numero di canali Nc. Per consentire la funzionalità full-duplex
del sistema, la banda totale dovrà considerarsi suddivisa in due
semibande, tali da consentire la bidirezionalità della connessione e
destinate al senso up-link (trasmissione da mobile verso il fisso) e
down-link (trasmissione da fisso verso mobile). Il passo di duplice,
costante e uguale per tutti i canali è tale per cui ad ogni canale
individuato
in
una
semibanda
corrisponderà
un
analogo
canale
nell’altra. La banda di guardia tra le due semibande up-link e downlink serve per separare i due sensi di trasmissione.
La capacità di un sistema radiomobile è il massimo numero di utenti
che il sistema stesso è in grado di gestire.
L’efficienza spettrale è il rapporto tra quantità di informazione e
banda di frequenza occupata per unità di superficie: si esprime in
canali/MHz⋅kmq.
2.4 COPERTURA CELLULARE E SUA EVOLUZIONE
La copertura cellulare è realizzata suddividendo il territorio in un
numero
mediante
elevato
forme
di
aree
esagonali,
elementari
fra
loro
dette
celle,
adiacenti
che
schematizzate
realizzano
una
sorta di tassellatura continua; in realtà le dimensioni delle celle
non sono uniformi e regolari dato che dipendono da numerosi fattori
(ad esempio presenza di ostacoli e caratteristiche radioelettriche
degli apparati).
Ogni cella è generata da un apparato radio che dispone di un’antenna
dimensionata
per
offrire
la
copertura
desiderata.
Nel
caso
più
semplice l’antenna ha un diagramma di radiazione omnidirezionale per
cui la SRB si pone al centro geometrico della cella esagonale.
La banda a radiofrequenza assegnata al servizio radiomobile di un
determinato Gestore è per definizione suddivisa in canali radio, il
cui passo di canalizzazione dipende dalla prevista larghezza dello
spettro conseguente al processo di modulazione.
33
Agli Mc canali di cui dispone il gestore corrispondono Mc frequenze
portanti, che vengono suddivise in Nc gruppi. Ogni gruppo dispone
perciò di Sc canali radio: Sc = Mc/Nc.
Ad ogni cella è assegnato un determinato gruppo Nc(x) di canali, per
cui la SRB disporrà di Sc trasmettitori radio ognuno operante su una
delle frequenze portanti appartenente al gruppo di canali assegnato:
Nc
celle
esauriscono
gli
Mc canali
disponibili
per
il
sistema.
L’insieme delle Nc celle adiacenti in cui si utilizzano tutti gli Mc
canali costituisce il raggruppamento elementare o cluster, che si
ripete con regolarità geometrica.
Un
cluster
applica
il
è
riutilizzato
principio
del
molteplici
riuso
delle
volte
sul
frequenze
territorio:
tramite
cui
si
uno
stesso canale può essere utilizzato contemporaneamente da un numero
elevato di utenti che si trovano in cluster diversi. Si evidenzia
però il problema delle reciproche interferenze cocanale: i terminali
radio operanti in una cella vengono potenzialmente interferiti da
più portanti isofrequenziali.
Figura 12 Tecnica di copertura cellulare con cluster a 7 celle realizzate da altrettante SRB
con irradiazione omnidirezionale.
Si
supponga
che
la
stazione
mobile
”a”
sia
in
collegamento
sul
canale ”x” con la SRB “A”, posta al centro della cella il cui colore
34
è “1”. Nel GSM il “color code”, associato ad ogni n-esima cella, ne
identifica in modo univoco il gruppo di canali su cui opera. Per
ogni cluster è ripetuto lo stesso gruppo di canali radio, dunque la
geometria dei cluster colora altre celle ancora come “1”. Se in
ciascuna
cella
colorata
come
“1”
una
stazione
mobile
è
in
collegamento con la sua rispettiva SRB, sul canale x, il meccanismo
di
interferenza
ricevuta
da
periferiche
emissioni
è
progetto
per
cui
la
stazione
tutti
gli
apparati
colorate
“1”
(interferenza
delle
dall’antenna
tale
6
della
della
configurazione
stazioni
SRB
rete
dei
”A”
mobili
nelle
potrebbero
(interferenza
cluster,
il
potrebbe
essere
6
altre
e
viceversa
downlink),
mobili
mirerà
A
essere
uplink).
In
celle
le
ricevute
realtà
il
fondamentalmente
a
definire
la
dimensionamento
della
cella
i
ed
parametri della SRB allo scopo di non superare un prefissato valore
minimo del rapporto tra il segnale utile (C = carrier) ed il segnale
interferente complessivo (I = interference) sopportato dal sistema.
I
parametri
fondamentali
su
cui
si
basa
l’ottimizzazione
delle
tecniche di copertura cellulare a fronte del numero complessivo dei
canali radio a disposizione del sistema sono: il numero dei canali,
la
configurazione
del
cluster,
la
dimensione
della
cella,
la
risultato
di
direttività delle antenne.
La
tecnica
di
incrementare
il
riuso
copertura
settoriale
direttive.
Queste
ottengono
3
presenta
sectoring
dei
del
ultime
settori
l’interessante
canali:
si
realizza
territorio
sono
poste
utilizzando
attraverso
realizzata
al
centro
antenne
con
con
della
apertura
una
antenne
cella;
del
si
lobo
orizzontale pari a 120°, oppure 6 settori servendosi di antenne con
apertura
di
60°.
Si
possono
porre
le
SRB
in
corrispondenza
dei
vertici delle celle del cluster anziché al centro: si tratta della
struttura “Corner Excited”, che impiega nelle SRB antenne direttive
con lobo di radiazione di 120°, poste sul vertice comune a tre
esagoni. In tal modo con un’unica struttura sono realizzate tre
celle adiacenti, quindi si minimizza il numero delle SRB necessarie
35
per ottenere la copertura del territorio e le interferenze: questa
configurazione è detta “clover”.
Le
antenne
direttive
impiegate
per
la
generazione
delle
celle
settoriali hanno un elevato guadagno, che si manifesta in specifici
diagrammi
di
radiazione
sui
piani
zenitale
ed
azimutale
e
che
consente di ridurre la potenza emessa dai radiotrasmettitori.
Figura 13 A sinistra esempi di coperture ottenute con a) antenne omnidirezionali al centro
delle celle, b) antenne settoriali a 60°, al centro della cella; c) antenne settoriali a 120°,
al
centro
della
cella;
d)
antenne
direttive
(120°)
poste
alla
confluenza
di
tre
celle
contigue. A destra tipica antenna a pannello per copertura settoriale. a) Aspetto esterno: i
dipoli sono coperti da un radome in fiberglass a protezione dagli agenti atmosferici . b)
Diagramma di radiazione sul piano zenitale. c) Diagramma di radiazione sul piano azimutale. d)
Aspetto spaziale a tre dimensioni del diagramma di radiazione.
Nella
figura
pannello
per
radiazione.
adeguato
13
è
mostrato
copertura
Il
alla
aspetto
settoriale
diagramma
copertura
l’
di
ed
di
i
nel
tipica
rispettivi
radiazione
prevista:
una
sul
caso
piano
in
antenna
diagrammi
azimutale
esame
a
di
è
l’ampiezza
angolare del lobo a metà potenza (-3dB) è pari ad un angolo di 120°.
L’elevato
guadagno
dell’antenna
(14-16.5
dB)
si
manifesta
però
prevalentemente sul piano zenitale il cui lobo risulta molto più
stretto (6°-10°) e ciò privilegia una forte emissione di energia
elettromagnetica entro una ristretta zona spaziale adiacente ad un
36
piano ortogonale all’asse verticale del pannello. Il diagramma di
radiazione
complessivo
dell’antenna
lascia
intuire
che
l’energia
viene prevalentemente emessa verso l’orizzonte, lungo una direttrice
parallela
al
terreno,
quindi
può
facilmente
portare
un
segnale
interferente anche a distanze rilevanti ed inoltre si può creare una
carenza di irradiazione nella zona sottostante l’antenna. Il doppio
problema viene risolto con un semplice intervento di tilting: il
pannello viene inclinato verso il basso di (6°-10°) in modo che il
diagramma
di
radiazione
punti
verso
il
terreno,
consentendo
di
definire con più precisione il limite della cella.
La tecnica di cell splitting consiste nel suddividere ogni cella
originale in un numero maggiore di nuove celle: ciò aumenta il riuso
delle frequenze e di conseguenza il traffico smaltibile. In caso di
aumento
di
traffico
è
possibile
suddividere
ulteriormente
la
dimensione delle celle individuando nuovi siti per altrettante SRB
da equipaggiare con antenne direttive: si tratta quindi di fasi
ulteriori di cell splitting.
Le diverse esigenze di copertura riguardanti l’intera casistica dei
territori da servire possono essere risolte con celle di dimensioni
anche molto differenziate, coesistenti nella stessa rete. Esiste una
classificazione largamente accettata riguardante la dimensione delle
celle:
•
Macrocelle: hanno raggio compreso tra 1 km e qualche decina di
km.
Vengono
realizzate
con
trasmettitori
aventi
potenze
relativamente elevate, dell’ordine delle decine di Watt, e con
antenne installate su tralicci elevati e comunque in posizione
dominante sugli ostacoli circostanti. La sagomatura delle celle
che
ne
risultano
presenta
l’attenuazione
di
tratta,
sensibilmente
dovuta
confini
abbastanza
soprattutto
alla
distanza
in
aree
del
regolari,
e
rurali,
è
mobile
dal
trasmettitore.
•
Celle piccole (small cells): presentano un raggio che va da 0.3
km a 3 km e la potenza richiesta al trasmettitore è dell’ordine
37
di
alcuni
Watt.
Le
antenne
che
generano
queste
celle
sono
tipicamente installate sul tetto di edifici, ad un’altezza che
non
sempre
consente
di
superare
ostacoli
artificiali.
La
propagazione dei segnali radio risente pertanto di zone d’ombra
che rendono irregolare l’area di copertura.
•
Microcelle: hanno raggio compreso tra 100 m e 500 m e irradiano
potenza compresa tra 0.25 W e 1 W. Le antenne sono per lo più
installate a pochi metri di altezza sui muri degli edifici o su
semplici pali. La microcella non presenta più forma geometrica,
in quanto offre copertura nella zona corrispondente agli spazi
aperti adiacenti alla Stazione Radio Base, seguendo quindi la
geometria di strade, piazze e strutture urbane, penetrando in
buona misura all’interno degli edifici.
•
sono
Picocelle:
realizzate
direttamente
all’interno
di
strutture edili, dove l’utenza è più numerosa che all’esterno.
La Stazione Radio Base in questo caso si riduce ad un piccolo
box
applicato
centinaia
di
su una parete, con potenza dell’ordine delle
mW
ed
antenne
per
lo
più
interne
al
box,
praticamente invisibili.
2.5 TECNICHE DI ACCESSO MULTIPLO
Le tecniche di accesso multiplo governano le modalità con cui un
numero elevato di utenti può accedere via radio alla parte fissa
della rete radiomobile.
Il termine accesso multiplo si riferisce alle modalità con cui gli
utenti accedono alla risorsa radio (per esempio frequenze portanti
associate
al
caratteristica
sistema
radiomobile)
fondamentale
di
una
e
la
qualunque
condividono.
tecnica
di
La
accesso
multiplo è la disponibilità di ogni singola risorsa per un qualunque
utente della rete. Le tecniche di accesso multiplo necessitano di
alcune esigenze:
•
La rete deve conoscere lo stato di occupazione di tutte le sue
risorse in tempo reale;
38
•
La richiesta di accesso non deve in alcun modo disturbare i
canali già assegnati al traffico di utente;
•
La rete deve gestire eventuali conflitti che possono nascere da
richieste contemporanee di accesso da parte di più utenti (in
tale
fase
infatti il comportamento dell’utenza è del tutto
random);
•
La
rete
deve
offrire
compatibilmente
con
infine
le
il
miglior
risorse
accesso
disponibili
possibile
in
quella
determinata porzione di territorio.
Tabella 3
TECNICA
RISORSA DATA AD USO ESCLUSIVO DELL’UTENTE
FDMA
Un canale radio scelto entro un insieme di canali a banda
stretta.
TDMA
Un
intervallo
temporale,
entro
una
trama
capace
di
comprendere Nt intervalli, su portante RF a larga banda.
CDMA
Una sequenza di codice scelta tra Ns sequenze tra loro
ortogonali, su portante a RF a larga banda.
Nell’ambito dei sistemi radiomobili analogici (per esempio TACS) è
adottata prevalentemente la tecnica di accesso multiplo detta SCPC FDMA,
acronimo
di
“Single
Channel
Per
Carrier–Frequency
Division
Multiple Access”. Essa indica il metodo per cui ogni utente utilizza
in modo esclusivo un canale radio tra quelli Sc messi a disposizione
dalla SRB per l’intera durata della conversazione.
Figura 14 tecnica di accesso SCPC-FDMA
39
Se i segnali modulanti sono di tipo numerico, è utile sfruttare la
possibilità
di
segmentazione
temporale
della
trama
numerica,
per
ottenere una condivisione delle risorse radio nel dominio del tempo.
Si tratta della tecnica ad accesso multiplo TDMA (Time Division
Multiple
Access)
in
cui
i
diversi
utenti
accedenti
contemporaneamente al sistema utilizzano uno stesso canale radio, ma
si diversificano per mezzo della diversità di tempo in cui parti
della loro emissione sono attive all’interno di uno stesso canale
(per esempio GSM). In altre parole il segnale numerico che modula
l’interfaccia
radio,
suddiviso
in
regolari
intervalli
temporali
consecutivi, chiamati time-slot, che si ripetono ciclicamente. Un
ciclo completo di time slot esaurisce la cosiddetta trama TDMA, che
si ripete con regolarità costituendo la base per la formazione di
supertrame o ipertrame secondo le necessità di organizzazione dei
dati da trasmettere. Data la struttura interamente numerica dei dati
da trasmettere, la fonia numerizzata di un determinato utente verrà
suddivisa in blocchi di bit detti burst, aventi dimensione idonea
per occupare un time-slot. Il time-slot va dunque interpretato come
blocco
elementare
capace
di
trasportare
l’informazione.
Nella
tecnica TDMA una stessa portante radio servirà un certo numero di
utenti, in particolare il sistema GSM mette a disposizione 8 timeslot per trama.
Figura 15 Principio della multiplazione TDMA
40
Dalla figura 15 si nota che l’utente, cui è stato assegnato un time–
slot (Ts1) trasmette la sua informazione sottoforma di pacchetto di
bit o “burst” e rimane in silenzio fino a che il suo turno si ripete
nella trama successiva.
La tecnica TDMA fa sì inoltre che il terminale mobile scambi dati
con la rete solo nel tempo assegnato. La MS trasmetterà o riceverà
ciclicamente un burst per la durata del time-slot assegnato, una
volta per trama, sulla portante del canale radio con cui è connessa
alla rete. Il terminale rimane potenzialmente inattivo per il resto
del tempo: in realtà è in grado di sfruttare gli intervalli di
inattività per compiere altre funzioni.
Le caratteristiche più importanti della tecnica TDMA sono quindi:
•
Ciascun canale radio serve un certo numero Nt di utenti, che
corrisponde ai time-slot realizzati sulla trama numerica del
ricetrasmettitore;
•
Nt canali fisici sono realizzati per altrettanti utenti con un
solo ricetrasmettitore radio, consentendo un notevole vantaggio
economico;
•
Si
può
equipaggiare
una
SRB
con
più
ricetrasmettitori,
ottenendo un incremento dei canali fisici disponibili; nel caso
del
GSM,
la
quantità
di
risorse
offerte
da
una
SRB
è
calcolabile in 8 canali per il numero di ricetrasmettitori. Si
realizza così una tecnica di accesso mista FDMA/TDMA in cui un
certo numero di frequenze portanti (FDMA) dà il servizio nel
dominio del tempo (TDMA) ad un determinato gruppo di utenti;
•
Il
canale
identificato,
fisico
in
messo
questo
a
disposizione
caso,
nella
dell’utente
cella,
dalla
è
coppia
portante radio/time-slot;
•
Dato
che
la
velocità
a
cui
opera
è
elevata,
la
frequenza
portante esibisce uno spettro che richiede una canalizzazione
con passo largo (ad esempio 200 kHz nel caso GSM);
41
•
La tecnica TDMA richiede un’accurata sincronizzazione dei tempi
di
trama
nell’intera
rete,
per
evitare
che
eventuali
disallineamenti possano creare sovrapposizione dei burst con
conseguente interferenza fra utenti del sistema.
Figura 16 N utenti occuperanno N time-slot nella trama TDMA
Un’altra possibile tecnica ad accesso multiplo per segnali numerici
è la CDMA (Code Division Multiple Access) che permette agli utenti
di trasmettere sia sulla stessa frequenza che nello stesso tempo. La
separazione
codice
tra
diverso
gli
che
utenti
si
codifica
ottiene
in
modo
assegnando
univoco
a
ciascuno
un
l’informazione
di
quell’utente specifico, in modo da poterla distinguere da quella
degli altri utenti.
CDMA trae origine da tecniche a diffusione di spettro (spectrum
spreading). Lo spreading consiste nell’espansione artificiosa, ma
controllata, dell’energia spettrale su una banda molto più estesa di
quella che sarebbe prodotta dallo spettro del segnale di Banda Base.
Per ottenere ciò si applica alla portante già modulata dal segnale
d’utente
una
ulteriore
interazione
42
con
un
codice-chiave,
rappresentato da una sequenza pseudocasuale. Il segnale d’utente è
quindi trasmesso sotto l’effetto di questa particolare mascheratura
che verrà poi annullata in ricezione: in questo modo la connessione
radio
presenta
grande
resistenza
ai
disturbi
e
interessanti
caratteristiche di criptazione. Il codice che provvede a realizzare
l’effetto
primario
costituisce
conoscenza
anche
della
dell’espansione
una
chiave
sequenza
di
dello
spettro
segretezza
dato
codificata
permette
(spreading)
che
di
solo
la
ricostruire
l’informazione in ricezione.
Nel caso di accesso multiplo CDMA la distinzione tra Ns canali è
affidata
all’ortogonalità
trasmettitore:
modulazioni
sulla
tra
stessa
contemporanee
Ns funzioni
portante
trasmesse
su
accedenti
possono
spettro
allo
stesso
coesistere
espanso,
che
Ns
ogni
ricevitore decodificherà in base alla conoscenza della rispettiva
sequenza pseudocasuale correlata al canale desiderato.
Figura 17 Principio di funzionamento della tecnica di accesso multiplo CDMA
La figura 17 mostra il processo di spreading. Le sequenze m1(t),
m2(t), …, mn(t) sono i segnali informativi provenienti dai diversi
utenti che accedono al sistema, a valle della codifica di canale.
Tali sequenze agiscono su altrettanti modulatori numerici, andando
43
quindi a modulare un’unica portante radio generata dall’oscillatore
locale
OL.
I
segnali
modulati
subiscono
poi
un’operazione
di
moltiplicazione con altrettante sequenze di codice c1(t), c2(t), …,
cn(t), che possiedono elevata velocità di trasmissione, detta chiprate, in quanto i bit ottenuti dopo tale operazione sono detti, in
gergo tecnico, chip. Il chip-rate risulta ovviamente molto maggiore
del bit-rate d’utente. In ricezione il segnale d’informazione viene
recuperato moltiplicando il segnale ricevuto per lo stesso codice
cn(t) assegnato all’utente e già utilizzato in trasmissione (fase di
despreading).
È
chiaro
quindi
che
il
codice
in
questione
deve
essere noto al ricevitore: esso andrà notificato al terminale mobile
tramite criteri di segnalazione nella fase di richiesta d’accesso;
inoltre
deve
essere
del
tutto
sincrono
con
lo
stesso
codice
utilizzato in trasmissione.
Le
sequenze
di
codice
assegnate
agli
utenti
che
condividono
lo
stesso canale sono tra loro diverse, scelte in modo da risultare
reciprocamente decorrelate: pertanto si può affermare che la risorsa
messa a disposizione dell’utente è, nel caso CDMA, l’abbinamento di
una portante e di un codice pseudocasuale.
La
decorrelazione
o
ortogonalità
estrarre
condizioni
ideali,
di
l’effetto
delle
reciproche
il
tra
i
segnale
interferenze
codici
consente,
informativo
che
in
annullando
intuitivamente
rappresentano il possibile fattore limitante di questa tecnica. In
effetti sulla stessa portante e senza distinzione di tempo il CDMA
gestisce
Ns flussi
informativi,
che
potrebbero
altrimenti
creare
un’insostenibile interferenza reciproca. Nelle condizioni ideali di
propagazione le distorsioni e i disturbi subiti dai segnali nel
processo di ricetrasmissione degradano le condizioni di ortogonalità
e
ciò
rappresenta
una
limitazione
al
numero
dei
canali
sovrapponibili. Il limite di capacità di sistema è quindi dato dal
peggioramento di qualità dovuto al livello di interferenza residuo
dopo l’operazione di despreading.
44
Caratteristica interessante del CDMA è che non esiste a priori una
soglia massima al numero Ns di possibili utenti sulla stessa portante
radio: quando viene richiesto un nuovo accesso, il servizio può
essere sempre concesso, con l’unica limitazione di un degrado della
qualità di tutti gli altri utenti attivi. Il processo si può quindi
ripetere fino a che il livello di interferenza scenderà sotto un
prestabilito livello di qualità: tuttavia ciò consente di accettare,
in
condizioni
accessi
di
emergenza,
superiore
a
quello
per
un
stabilito
tempo
limitato
attraverso
un
puri
numero
di
criteri
di
qualità.
La rete gestisce inoltre il cosiddetto near - far in modo da far
pervenire tutti i segnali ricevuti allo stesso livello, utilizzando
la funzione di PC (Power Control).
Si nota inoltre che la banda complessiva (fc) del segnale CDMA è
assai più ampia di quella (fm) che sarebbe strettamente necessaria
per trasmettere l’informazione.
Si definisce Process Gain (PG) PG = fc/fm
e può essere compreso tra
alcune unità e centinaia di volte. L’apparente perdita di efficienza
spettrale
è
compensata
dalla
possibilità
di
sovrapporre
numerosi
utenti sullo stesso canale radio. Al crescere di PG inoltre aumenta
la robustezza all’interferenza e quindi risulta proporzionalmente
maggiore il numero degli utenti che possono partecipare all’accesso
multiplo.
Il fattore di riuso risulta uguale a 1 e ciò consente l’impiego
dello
stesso
canale
radio
in
tutte
le
celle
e
settori,
anche
adiacenti, di un sistema cellulare. L’isolamento tra canali infatti
è garantito dall’ortogonalità dei codici anche da ricetrasmettitori
diversi,
purché
siano
tenuti
rigorosamente
sincronizzati
come
frequenza e come temporizzazione della trama.
2.6 TECNICHE DI DUPLEX
Il sistema radiomobile intrinsecamente bidirezionale utilizza due
distinte
gamme
di
frequenze
opportunamente
45
distanziate
da
un
intervallo, detto passo di duplice, per tenere separati i due sensi
della
trasmissione
Division
Duplex).
radio.
I
Tale
filtri
di
tecnica
duplice
è
detta
presenti
FDD
(Frequency
negli
apparati,
garantendo una netta separazione tra le portanti Tx e Rx, consentono
di mantenere attivi contemporaneamente e senza disturbi reciproci i
due
collegamenti
up-link
e
down-link
nei
rispettivi
versi
della
conversazione.
La
numerizzazione
tecnica,
detta
del
TDD
segnale
(Time
modulante
ha
consentito
Division
Duplex).
TDD
una
nuova
utilizza
essenzialmente la stessa frequenza radio per le fasi di trasmissione
e di ricezione, ma pone in trame diverse i rispettivi time-slot.
46
CAPITOLO 3 EVOLUZIONE DEI SISTEMI
CELLULARI DAL TACS ALL’UMTS
3.1 EVOLUZIONE DEI SISTEMI CELLULARI
Nel
campo
della
comunicazione
wireless
si
individuano
successive
generazioni di sistemi che si distinguono in base ad un particolare
salto
di
qualità,
specifico
della
radiomobile
o
di
prestazioni,
comunicazione
di
prima
o
di
tecnologia.
radiomobile
generazione
è
Nel
considerato
l’europeo
TACS
campo
sistema
(Total
Access
Comunication System), caratterizzato da un’interfaccia radio di tipo
analogico.
La seconda generazione nasce dalla forte necessità di un utilizzo
più efficiente delle risorse spettrali e dal desiderio di utilizzare
nuove tecnologie numeriche: ETSI in Europa standardizza GSM (Global
System for Mobile Communication). Oltre che dal trattamento numerico
della
fonia,
riservatezza
la
e
seconda
generazione
protezione
efficienza
spettrale.
La
progettate
principalmente
è
caratterizzata
dell’informazione
prima
per
e
seconda
utilizzo
e
da
una
generazione
fonico,
ma
da
maggior
migliorata
sono
state
offrono
anche
servizi di trasmissione dati a bit-rate piuttosto limitati.
La terza generazione cellulare si sviluppa come evoluzione del GSM,
studiata per permettere la convergenza tra mondo del radiomobile e
mondo Internet: in Europa questo scenario viene indicato con il
termine UMTS (Universal Mobile Telecommunications System).
3.2 CARATTERISTICHE PRINCIPALI DEL TACS
In Italia lo standard TACS (Total Access Communication System) è
stato adottato a partire dall’aprile del 1990 da SIP.
La tecnica di accesso multiplo utilizzata è la di SCPC–FDMA (Single
Channel
nella
Per
banda
Carrier
dei
900
–Frequency
MHz.
Le
Division
Multiple
Access).
soluzioni
tecniche
riguardanti
47
Opera
le
stazioni radio, le centrali di commutazione e le relative interfacce
sono
individuate
specifiche
su
solo
base
nei
nazionale,
confronti
dato
del
che
lo
standard
terminale
offre
radiomobile
e
dell’interfaccia tra questo e la stazione radiobase.
3.3 SISTEMI DI SECONDA GENERAZIONE: GSM
Nel
1982
la
CEPT
Telecommunication
denominato
GSM
(Conference
of
Administrations)
(Global
System
the
European
istituì
for
Mobile
il
Postal
comitato
Communications)
and
tecnico
con
lo
scopo di sviluppare un sistema di telecomunicazione radiomobile da
applicare su base europea. Nel luglio del 1991 in Finlandia viene
messa in campo la prima rete GSM. Il GSM in Italia fu introdotto il
1° Ottobre 1992 e, grazie agli ottimi risultati raggiunti con questo
standard,
un
gran
numero
di
nazioni
nel
mondo
ha
deciso
di
adottarlo. L’aspetto più innovativo introdotto dal GSM è l’impiego
di
tecnologia
numerica
nell’interfaccia
radio
che
rivoluziona
in
modo totale le precedenti soluzioni della tecnologia analogica, con
risultati
spettrale,
ampiamente
sia
ai
dell’informazione,
migliorativi
fini
sia
di
una
sia
in
decisiva
riguardo
alla
termini
sicurezza
resistenza
di
efficienza
e
protezione
a
condizioni
sfavorevoli di propagazione ed interferenza.
3.3.1 INTERFACCIA RADIO
L’interfaccia
radio
rappresenta
l’aspetto
più
innovativo
dello
standard GSM ed ha richiesto il maggior impegno di coordinamento tra
le dodici Nazioni che hanno partecipato alla sua estensione.
I parametri di dialogo tra l’apparato radiomobile e la stazione
radio base sono:
-
l’organizzazione della trama e dei time-slot nell’accesso TDMA
(Time Division Multiple Access);
-
l’organizzazione dei canali fisici;
-
la spartizione del segnale di informazione nei ”burst”;
-
l’assegnazione dei canali di controllo.
48
In
tabella
4
sono
riassunte
le
principali
caratteristiche
e
funzionalità dell’interfaccia radio.
Tabella 4
FREQUENZE DI
PASSO DI
TRASMISSIONE
(MHz)
MODULAZIONE
TECNICA DI
LIVELLO SOGLIA
CANALIZZAZIO
ACCESSO
MINIMA DI
NE
MULTIPLO
RICEZIONE
(dBm)
200 kHz
GSM900
2
TDMA
MS:≥-102
up-link:
8 time-slot
BTS≥-104
890-915
per portante
GMSK
down-link:
935-960.
DCS1800
up-link:
1710-1785
down-link:
1805-1880
3.3.2 CANALI FISICI E LOGICI
I canali fisici sono identificati con gli 8 time-slot della trama
TDMA: ciascuno è gestito senza interferenze con gli altri ed ad esso
è associato un singolo utente. I canali fisici disponibili in ogni
cella corrispondono al numero di portanti radio moltiplicato per 8
time-slot.
La rete necessita di canali riservati alla gestione del sistema: non
tutti i canali dunque sono disponibili per il traffico generato
dagli utenti. Le porzioni di spazio, ricavate sui canali fisici e
finalizzate
a
specifiche
funzioni
di
gestione
della
rete
stessa
realizzano una molteplicità di canali logici, con caratteristiche,
tempi e funzionalità ben definite dallo standard GSM.
I canali logici sono suddivisibili in due categorie:
2
La modulazione GMSK offre una distribuzione d’energia spettrale particolarmente
concentrata attorno alla portante, minimizzando il problema dell’interferenza sui
canali adiacenti.
49
1. canali di traffico (TCH = Traffic Channel): utilizzati per la
trasmissione di informazioni generate dagli utenti, siano esse
fonia o dati;
2. canali di controllo (CCH = Control Channels): utilizzati per le
segnalazioni, i sincronismi ed in generale per la gestione del
sistema.
3.3.3 CLASSI DI POTENZA
Lo standard GSM definisce classi di potenza sia per i terminali
mobili
che
per
le
stazioni
radio
fisse.
Gli
apparati
MS
sono
suddivisi in 5 classi, in funzione della potenza che erogano a pieno
regime ed inoltre sono soggetti alla funzione di controllo dinamico
della potenza trasmessa (PC = Power Control).
Tabella 5
Tabella 6
Terminali di utente (MS)
Classe
Potenza max
1
20 W
+43 dBm
2
8 W
3
4
5
trasmettitori fissi (BTS)
Classe
Potenza max
+39 dBm
1
320 W
+55dBm
5 W
+37 dBm
2
160 W
+52dBm
2 W
+33 dBm
3
80 W
+49dBm
+29 dBm
4
40 W
+46dBm
5
20 W
+43dBm
6
10 W
+40dBm
7
5 W
+37dBm
8
2 W
+34dBm
0.8 W
50
3.3.4 LA GERARCHIA DI AREE
La struttura del sistema GSM è caratterizzata da un insieme di aree
territoriali
diversificate
da
codici
e
gestite
da
strutture
di
esercizio gerarchiche.
Figura 18 La gerarchia di aree nello standard GSM
Si distinguono:
BTS Area (Base Station Area ): è la singola cella, cioè l’area
servita da almeno un ricetrasmettitore.
Area di chiamata (LA = Location Area): è l’insieme di celle entro
cui una MS può effettuare spostamenti senza segnalarli alla rete,
dato che la sua presenza è registrata già nel VLR e quindi la rete
ne conosce la localizzazione.
Area di controllo (MSC Area): è l’insieme delle LA gestite dallo
stesso MSC e dal rispettivo registro VLR.
Public Land Mobile Network (PLMN area): è realizzata con una rete di
MSC interconnessi a maglia ed è l’area servita da un Operatore GSM.
Possono esistere una o più PLMN di tipo GSM di Operatori diversi in
ogni Stato aderente allo standard GSM.
Area GSM (Roaming Area): è l’intera area costituita dalle singole
reti
di
tutti
gli
Operatori
delle
standard GSM.
51
Nazioni
che
aderiscono
allo
3.4 SISTEMI DI TERZA GENERAZIONE: UMTS
I
sistemi
radiomobili
di
terza
generazione
(viene
usata
correntemente l’abbreviazione 3G) nascono dall’esigenza di annullare
la distinzione tra comunicazioni riguardanti fonia, immagini o dati.
Si parla di “servizi multimediali” ai quali la gente può accedere
indipendentemente
dal
luogo
in
cui
si
trova:
è
il
concetto
di
comunicare “sempre e ovunque”.
Le ricerche per la definizione dell’UMTS iniziano nel 1988 con il
programma RACE 1° (Research in Advanced Communications for Europe),
segue
poi
RACE
2°
(1992-95)
ed
infine
(1995-98)
ACTS
(Advanced
Communications Technologies Services).
La funzionalità innovativa più conosciuta dell’UMTS è sicuramente la
possibilità di disporre di bit rate più elevati che possono arrivare
al valore di 2 Mbit/s.
Gli elevati bit-rate facilitano la fornitura di alcuni servizi quali
la videotelefonia ed il downloading veloce dei dati.
Per le applicazioni UMTS possono essere identificate quattro classi
di traffico:
-
Conversazionali (servizio voce e videotelefonia);
-
Streaming
(tecnica
per
il
trasferimento
dati
sottoforma
di
flusso informativo costante e continuo);
-
Interattiva (l’utente finale è online e richiede dati ad un
apparato remoto, web browsing, reperimento di dati);
-
Background (traffico dati relativo ad e-mail, SMS, ricezione di
e-mail, download di database e ricezione di record).
3.4.1 INTERFACCIA RADIO
Nell’ambito
degli
organismi
di
standardizzazione,
la
tecnologia
WCDMA (Wideband Code Division Multiple Access) è risultata quella
più
diffusamente
adottata
per
la
realizzazione
dell’interfaccia
radio di terza generazione. Le sue specifiche sono state elaborate
dal 3GGP (il 3rd Generation Partnership Project), il progetto comune
52
degli organismi di standardizzazione europeo, giapponese, coreano,
statunitense e cinese.
Il WCDMA è un sistema a banda larga a divisione di codice (Direct
Sequence
Code
informazione
Division
relativi
Multiple
agli
Access),
utenti
del
in
cui
sistema
sono
i
bit
trasmessi
di
su
tutta la banda disponibile moltiplicando i dati d’utente per una
sequenza
pseudo-casuale
derivata
dai
codici
di
spreading.
La
lunghezza della parola di codice è detta Spreading Factor (SF) e
determina l’allargamento spettrale del segnale.
Tutti gli utenti condividono la stessa frequenza portante (riuso
unitario delle frequenze).
La tecnologia WCDMA supporta due modalità operative: il WCDMA/TDD
(Time
Division
Duplexing)
e
WCDMA/FDD
(Frequency
Division
Duplexing). Nel primo caso (WCDMA/FDD), i segnali in up-link e downlink si trovano in differenti bande di frequenza; nel secondo caso
(WCDMA/TDD) i segnali in up-link e down-link utilizzano la stessa
frequenza ma sono localizzati in differenti intervalli di tempo. Per
quanto riguarda le prestazioni relative alle due modalità, il TDD
raggiunge
velocità
di
dati
fino
a
2048
kb/s,
mentre
la
massima
velocità realizzabile con il modo FDD è pari a 384 kb/s.
L’interfaccia radio è stata progettata in modo che gli operatori di
rete possano utilizzare soluzioni avanzate di ricevitori CDMA ad
alte
prestazioni
(come
le
antenne
intelligenti
adattive)
per
aumentare la capacità e/o la copertura della rete.
La tecnologia WCDMA viene pensata per appoggiarsi al GSM: perciò,
per poter usare la copertura GSM come base per l’introduzione del
WCDMA, sono supportati gli handover tra le due tecnologie.
TABELLA 7 PRINCIPALI PARAMETRI DEL WCDMA
TECNICA DI ACCESSO MULTIPLO
DS-CDMA
CHIP-RATE
3.84 Mchip/s
PASSO DI CANALIZZAZIONE
4.4-5 MHz
LUNGHEZZA DI TRAMA
10 ms
N° TIME-SLOT PER TRAMA
15
53
PRINCIPI DELLA TRASMISSIONE WIDEBAND CDMA
SORGENTE VOCALE
CODIFICA A CORREZIONE
ALLARGAMENTO IN BANDA
(8-13 kbit/s)
D’ERRORE
CON LA SOVRAPPOSIZIONE DI UN
CODICE DI 256 CHIP
(SF = 256)
80 bit
150 bit
38400 bit ogni 10 ms
Spreading factor (SF) = 38400/150 = 256
Guadagno di processo = 38400/80 = 480
3.4.2 ALLOCAZIONE DELLE FREQUENZE UMTS
Nel 1992 nella riunione planetaria il WARC (World Administrative
Radio
Conference)
riserva
due
segmenti
dello
spettro
a
radiofrequenza per i sistemi di terza generazione:
1885-2025 MHz e 2110-2200 MHz comprendente sia i sistemi terrestri
che satellitari. In Europa i primi 20 MHz di banda sono assegnati al
sistema DECT (Digital European Cordless Telephone), quindi la banda
esclusiva per l’UMTS è compresa tra 1900 e 2025 MHz.
-
1920-1980 MHz e 2110-2170 MHz
Componente FDD
-
1900-1920 MHz e 2010-2025 MHz
Componente TDD
TDD
1900
FDD Uplink
TDD
SATELLITE
1920
1980
2010 2025
2110
2170
2200
FDD Downlink
SATELLITE
54
MHz
3.4.3 CANALI FISICI E LOGICI
I canali fisici presenti in una cella corrispondono al numero di
codici che possono essere associati ad ogni utente: il limite al
numero
di
canali
è
determinato
dal
degrado
della
qualità
della
comunicazione.
UMTS prevede un unico tipo di canale logico dedicato, detto DPDCH
(Dedicated Physical Data Channel), utilizzato sia in up-link che in
down-link per scambiare l’informazione d’utente e dati di controllo
tra
il
mobile
Channel),
e
la
utilizzato
segnalazioni
di
rete.
Il
anch’esso
livello
DPCCH
in
fisico
(Dedicated
entrambe
che
non
le
Physical
tratte,
interessano
Control
porta
i
le
livelli
superiori.
3.4.4 CLASSI DI POTENZA
La suddivisione dei terminali in classi specificata nel GSM non è
direttamente applicabile all’UMTS; un terminale UMTS in particolare
trasmette
alla
rete
un
significativo
insieme
di
parametri
che
descrivono le sue caratteristiche. Nella tabella 9 è definita per
ciascuna classe la potenza nominale massima in uscita per i mobili,
secondo le indicazioni ETSI TS 125 101 V3.9.0 (2001-12) pag. 11. Per
potenza
nominale
si
intende
la
potenza
trasmessa
a
larga
banda
dall’apparato d’utente.
Tabella 8
Power Class
Nominal maximum output power
Tolerance
1
+ 33 dBm (= 2 W)
+1/-3 dB
2
+ 27 dBm (= 0.5 W)
+1/-3 dB
3
+ 24 dBm (= 0.25 W)
+1/-3 dB
4
+ 21 dBm (= 0.125 W)
± 2 dB
Nella tabella 10 è definito per ciascuna classe il Rated Output
Power,
PRAT
fabbricante
(il
livello
di
ha
dichiarato
potenza
medio
essere
disponibile
55
per
portante
al
che
il
connettore
d’antenna) in uscita dalla Base Station, secondo le indicazioni ETSI
TS 125 104 V6.8.0 (2004-12) pag 14.
Tabella 9
BS Class
PRAT
Wide Area BS
-*
Medium Range BS
≤ + 38 dBm (= 6.3 W)
Local Area BS
≤ + 24 dBm (= 0.25 W)
* Non c’è alcun limite superiore richiesto per il Rated Output Power
della wide area BS.
3.4.5 CONTROLLO DI POTENZA
La
presenza
di
probabilmente
un
controllo
l’aspetto
più
di
potenza
importante
preciso
della
e
veloce
tecnologia
è
WCDMA,
soprattutto per la tratta di Uplink. Senza questo meccanismo un
singolo
mobile
che
trasmette
ad
una
potenza
maggiore
di
quella
prevista potrebbe mandare fuori servizio tutta una cella.
Due terminali mobili che operano nella stessa banda di frequenza
hanno segnali identificabili e separabili alla stazione radio base
grazie ai rispettivi codici di spreading utilizzati. Se uno dei due
terminali mobili è più vicino alla SRB, ad esempio MS1 si trova in
prossimità della SRB e MS2 si trova ai confini della cella, MS1
potrebbe facilmente oscurare MS2 ed un’ampia porzione della cella.
Mediante il meccanismo di controllo di potenza ad anello chiuso
(fast power control), le due potenze dei terminali mobili possono
essere
ricevute
frequenti
allo
stime,
Segnale/Interferente
stesso
livello
sulla
(SIR)
tratta
e
lo
dalla
SRB.
uplink,
confronta
con
La
SRB
del
un
effettua
rapporto
valore
di
riferimento. Se il SIR rilevato è maggiore del SIR di riferimento,
la SRB ordina al terminale mobile di ridurre la propria potenza; se
invece il valore è troppo basso, la stazione radio base richiede al
mobile di aumentare la propria potenza. Il ciclo misura–comandoreazione è eseguito 1500 volte al secondo per ogni SRB; il controllo
56
di potenza ad anello chiuso è quindi in grado di prevenire ogni
possibile
squilibrio
di
potenza
tra
tutti
i
segnali
che
la
SRB
riceve.
3.4.6 SPREADING E DESPREADING
Figura 19 Le procedure di spreading e despreading nei sistemi DS-CDMA
Nella figura 19 sono evidenziate le principali operazioni in fase di
spreading e despreading per un sistema DS-CDMA. Si assume che i dati
d’utente siano una sequenza di bit (di valore ±1) con bit-rate pari
ad R. L’operazione di spreading consiste nella moltiplicazione di
ogni bit dei dati d’utente con una sequenza pseudocasuale di 8 bit,
detti chip (fattore di spreading pari a 8). La sequenza di dati
d’utente
risultante
ha
un
rate
pari
a
8
×
R
(chip-rate)
ed
è
caratterizzata dallo stesso andamento (pseudocasuale) del codice di
spreading. Il segnale a larga banda ottenuto viene a questo punto
trasmesso
all’entità
ricevente
mediante
un
canale
radio.
Nella
procedura di despreading la sequenza di chip d’utente ricevuta è
moltiplicata bit a bit con la stessa sequenza di 8 chip utilizzata
per effettuare lo spreading. La sequenza originale dei dati d’utente
è
recuperata
integralmente
a
condizione
57
che
vi
sia
perfetta
sincronizzazione
tra
il
segnale
ricevuto
ed
il
codice
di
despreading. In seguito all’aumento del rate di segnalazione di un
fattore 8, si verifica un aumento equivalente della banda occupata
dallo spettro dei dati d’utente trasmessi in aria dopo la procedura
di spreading.
I sistemi CDMA, in base a tale caratteristica, vengono denominati
anche
a
spread
spectrum
(a
spettro
espanso).
L’operazione
di
despreading riconduce il segnale d’utente alla sua banda originaria,
proporzionale al Rate R.
Figura 20 Principi del ricevitore CDMA a correlazione
In
figura
20
è
rappresentato
il
principio
di
funzionamento
del
ricevitore CDMA a correlazione. Nella metà superiore della figura è
mostrata
la
ricezione
del
segnale
desiderato,
mentre
nella
metà
inferiore gli effetti dell’operazione di despreading su un segnale
CDMA di un altro utente, ovvero quando il despreading è effettuato
con un codice diverso da quello utilizzato per lo spreading. Il
risultato dei prodotti tra il segnale interferente ed il codice di
despreading e della loro successiva integrazione è un segnale di
disturbo vicino allo 0. L’operazione di correlazione amplifica il
segnale desiderato di un fattore pari al fattore di spreading (in
58
questo caso 8) rispetto al segnale interferente presente nel sistema
CDMA.
Il
process
termine
gain,
con
cui
è
denominato
l’effetto
sopra
descritto, è uno degli aspetti fondamentali dei sistemi CDMA ed è la
componente che garantisce la robustezza nei confronti dei segnali
interferenti
e
che
consente
di
riutilizzare
le
stesse
bande
di
frequenza da 5 MHz in aree geograficamente vicine. Per comprendere
questo principio si può fare un esempio con i parametri reali della
tecnologia WCDMA. Un servizio voce con un bit rate da 12.2 Kbit/s ha
un process gain (PG) pari a 25 dB PG=10⋅log10(3.84⋅106/12.2⋅103). Dopo
le
operazioni
di
despreading
la
potenza
del
segnale
utile
deve
essere superiore di qualche decibel all’interferenza ed al rumore;
il rapporto tra la densità spettrale di potenza del segnale utile e
quella del segnale interferente, dopo le operazioni di despreading,
è indicato come Eb/N0, dove Eb è l’energia per bit d’utente ed N0 è la
densità spettrale di potenza relativa alle interferenze e al rumore.
Per i servizi voce il rapporto Eb/N0 è tipicamente di 5.0 dB ed il
rapporto segnale/interferente richiesto è quindi pari a 5.0 dB meno
il process gain, 25 dB: la potenza del segnale utile può quindi
essere inferiore di 20 dB rispetto all’interferenza o rumore bianco,
ma il ricevitore è ancora in grado di demodulare e codificare il
segnale. Il rapporto segnale interferente a banda larga è anche
detto rapporto segnale/interferente (C/I).
Oltre allo spreading, una significativa parte delle procedure di
trasmissione è costituita dalle operazioni di scrambling, necessarie
per separare le stazioni radio base od i terminali gli uni dagli
altri. Le operazioni di scrambling sono effettuate dopo quelle di
spreading,
per
cui
non
modificano
la
larghezza
della
banda
del
segnale e consentono di separare i segnali provenienti da sorgenti
diverse. Lo scrambling permette l’effettuazione dello spreading di
diversi segnali tramite uno stesso codice di canalizzazione.
59
Channelization
Scrambling
code
code
DATA
Bit rate
Chip rate
Chip rate
Figura 21 Relazione tra operazione di spreading e scrambling
3.4.7 ARCHITETTURA DI RETE UMTS
La rete UMTS utilizza la stessa architettura già impiegata da tutti
i
sistemi
di
seconda
generazione
e
da
alcuni
sistemi
di
prima
generazione.
Gli elementi di rete possono essere raggruppati in base alle loro
funzionalità
o
in
base
alla
sottorete
alla
quale
appartengono.
L’UMTS Radio Access Network (UTRAN) è l’insieme degli elementi di
rete
che
gestisce
tutte
le
funzionalità
radio,
mentre
la
Core
Network (CN) è responsabile della commutazione e dell’instradamento
delle
chiamate
e
della
connessione
con
le
reti
esterne.
Con
il
termine UE (User Equipment) si fa riferimento agli apparati d’utente
che si interfacciano con l’utente e con l’interfaccia radio della
rete di accesso.
Uu
UE
Iu
UTRAN
CN
Figura 22 Architettura di alto livello della rete UMTS
60
Per quanto riguarda specifiche e standard, sia gli apparati d’utente
(UE) sia la rete UTRAN implementano protocolli assolutamente nuovi,
progettati sulla nuova tecnologia di accesso radio WCDMA, mentre la
definizione ed i protocolli della Core Network (CN) sono per la
maggior parte ricavati dal GSM.
Lo UE è costituito da due parti:
•
Il
Mobile
Equipment
(ME)
è
il
terminale
utilizzato
per
le
comunicazioni radio.
•
L’UMTS Subscriber Identity Module (USIM) è la smart card che
immagazzina e gestisce l’identità del sottoscrittore, esegue
gli
algoritmi
autenticazione
di
e
autenticazione,
crittografia
ed
memorizza
alcune
le
chiavi
altre
di
specifiche
informazioni di sottoscrizione necessarie per l’operatività del
terminale.
Core Network
Iu
Iu
RNC
Iu
RNC
RNC
Iur
Node B
Iub
Iur
Node B
Node B
Iub
Iub
___Uu
UE
Figura 23 Architettura di rete UMTS e relative interfacce
La figura 23 mostra l’architettura della rete di accesso UTRAN,
delimitata da due interfacce: Uu è l’interfaccia verso il terminale
mobile mentre Iu connette l’UTRAN alla Core Network. Gli elementi
denominati “Node B”, simili alle BTS del sistema GSM, sono connessi
attraverso un’interfaccia standard (Iub) ad un RNC (Radio Network
61
Controller); generalmente un RNC controlla parecchi “Node B”. Tutti
gli RNC sono interconnessi tra loro tramite un’interfaccia definita
non
Iur,
presente
nel
sistema
GSM,
necessaria
conseguenza
dell’introduzione della tecnologia CDMA sull’air interface. Un Node
B sovrintende ad un insieme di celle che possono essere FDD o TDD o
miste.
L’architettura mostra una notevole capacità di gestire la mobilità
all’interno dell’UTRAN: sia il Node B, che l’RNC sono in grado di
gestire
l’Handover
macrodiversità.
ed
Dato
implementano
che
tutte
le
una
celle
nuova
operano
funzione,
sulla
la
stessa
portante e la rete conosce i canali su cui operano in CDMA tutti gli
utenti, il terminale mobile può accedere alla rete non unicamente su
una BTS, come nei sistemi TDMA, ma contemporaneamente su un certo
numero di stazioni base che siano nel raggio di un collegamento con
sufficiente qualità. Il mobile riceve quindi in tal modo la stessa
informazione utile da più sorgenti ed alla rete rimane il compito di
gestire l’uno o l’altro dei possibili link paralleli, in funzione
della qualità del collegamento e degli spostamenti del mobile. La
macrodiversità migliora dunque la qualità della comunicazione sul
down-link, scegliendo ad ogni trama il segnale migliore che può
provenire da celle appartenenti a Node B o RNC diversi. In up-link,
il segnale trasmesso dal mobile viene ricevuto da tutte le Stazioni
Base
in
contatto
con
il
mobile
e
viene
ricombinato
a
livello
gerarchico superiore.
Nei sistemi CDMA si parla di soft-handover dato che sono sempre
disponibili una o più vie con qualità migliore di quella in fase di
degradamento ed il passaggio dall’una all’altra può avvenire con
commutazione
riflessi
seamless,
positivi
senza
sulla
interruzione.
capacità
del
La
sistema,
macrodiversità
che
infatti
ha
può
operare con livelli di potenza mediamente inferiori che in assenza
di macrodiversità e, dato che il CDMA viene disturbato da livelli
elevati e non uniformi di potenza, emerge un miglioramento della
capacità complessiva della rete.
62
La Core Network è la componente del sistema UMTS che, attraverso le
sue funzioni di commutazione e di routing, mette in comunicazione le
varie sezioni della rete di accesso, rappresentata da UTRAN. Due
principi
hanno
guidato
lo
studio
dell’architettura
della
Core
Network prevista per UMTS. Da un lato si è cercato di riutilizzare
al meglio la preesistente struttura di rete in modo da salvaguardare
gli investimenti già effettuati; dall’altro si è esteso l’uso della
commutazione a pacchetto e di protocolli IP (Internet Process).
63
CAPITOLO 4 SISTEMI CELLULARI: IMPATTO
AMBIENTALE, SALUTE E NORMATIVA
4.1
IMPIANTI
DI
TELEFONIA
MOBILE
E
PERCEZIONE
DEL
RISCHIO
Al rapido sviluppo del settore della telefonia cellulare in questi
anni si è contrapposta una massiccia installazione degli impianti
fissi,
che
hanno
determinato
problemi
di
ordine
urbanistico
ed
architettonico. Sia nei centri urbani che in zone di elevato valore
paesaggistico proliferano antenne sostenute da strutture complesse
ed esteticamente brutte da vedere.
Le antenne impiegate nelle SRB sono generalmente posizionate in un
unico sostegno, costituito per lo più da un traliccio posto sul
tetto di un edificio o in cima ad un apposito palo, ad un’altezza
dal suolo che può variare dai 15 ai 50 m. Nel caso più semplice si
hanno
tre
sistemi
di
antenne
(uno
per
ogni
cella),
ciascuno
orientato in modo da puntare lungo la direzione centrale della cella
servita, così che le tre direzioni di puntamento orizzontale formino
tra loro angoli di 120°. Il sistema di antenne di ciascuna cella può
essere costituito da un solo pannello che svolge sia la funzione di
trasmittente che quella di ricevente: in tal caso nel sito si hanno
in totale tre pannelli. Possono esserci due pannelli per ogni cella
(sei pannelli in tutto), in cui uno funziona da trasmittente e uno
da ricevente. Il caso più comune è l’installazione di tre pannelli
per ogni cella (nove pannelli in tutto), in cui due con funzione
ricevente ed uno (in posizione centrale) con funzione trasmittente:
il
tipico
aspetto
è
a
“triplo
candeliere”.
Infine
si
possono
riscontrare casi in cui i pannelli sono quattro per cella (dodici in
tutto),
poiché
vi
sono
due
pannelli
anche
per
la
funzione
trasmittente: uno utilizzato per il servizio GSM e l’altro per il
TACS, oggi in fase di lento declino.
64
La
crescente
richiesta
di
capacità
da
parte
degli
utenti
di
telefonia mobile ha reso necessario aumentare il numero di SRB, in
particolare in aree densamente abitate. Contemporaneamente a tale
crescita però, essendo le installazioni sempre più visibili, si è
sviluppata
una
situazione
di
diffidenza
ed
allarme
dell’opinione
pubblica nei confronti delle SRB ed in particolare alle possibili
conseguenze delle onde elettromagnetiche emesse dalle antenne.
Il prodotto del progresso tecnologico viene in genere associato ai
rischi percepiti o realmente esistenti: in questo caso rientrano
anche tutti i sistemi che costituiscono una fonte di emissione di
campi elettromagnetici. La preoccupazione riguardo sorgenti quali
SRB è sempre più crescente e si assiste ad una forte opposizione da
parte
della
popolazione
interessata
dalle
emissioni
elettromagnetiche, sia nel caso in cui debbano essere installate
nuove sorgenti, sia nel caso in cui esse siano già esistenti ed
attive. L’opposizione nei confronti delle innovazioni dipende sia
dalla scarsa conoscenza delle conseguenze sulla salute, sia dalla
percezione
che
il
rischio
non
venga
tenuto
nella
giusta
considerazione. Occorre inoltre distinguere tra pericolo e rischio
per la salute: il primo si riferisce ad un oggetto o insieme di
circostanze in grado di danneggiare potenzialmente la salute di una
persona, mentre il secondo è legato alla possibilità o probabilità
che una persona possa essere danneggiata da un pericolo. Il rischio
viene percepito in modo differente: la popolazione lo avverte come
trascurabile,
accettabile,
confronta
i
con
possibili
tollerabile
benefici
che
o
inaccettabile
dovrebbero
e
lo
superare,
con
ampio margine, il rischio stesso. Nel caso del telefono cellulare,
chi non lo utilizza avverte come elevato il rischio dovuto ai campi
elettromagnetici emessi dalle SRB, anche se la loro intensità può
assumere valori relativamente ridotti alla giusta distanza, mentre
chi utilizza il telefono cellulare percepisce come basso il rischio
dovuto ai campi elettromagnetici generati dall’apparecchio che egli
stesso ha scelto di utilizzare volontariamente, anche se l’intensità
65
di tali campi può assumere valori molto elevati, data la ridotta
distanza tra testa e dispositivo durante l’utilizzo. Nella maggior
parte
dei
casi
all’allarmismo
generato
dall’impatto
visivo
dei
sistemi di antenna della trasmissione cellulare non corrisponde un
reale pericolo per quanto riguarda la salute delle persone, se non
la generazione di stati psicologici negativi: ansia, stress.
4.2 SISTEMI CELLULARI ED IMPATTO AMBIENTALE
Dal punto di vista tecnologico lo sviluppo della telefonia cellulare
ha
apportato
grossi
miglioramenti,
sia
per
quanto
concerne
la
qualità del servizio offerto che per l’impatto sulla salute umana.
La moltiplicazione delle SRB fa sì che il percorso radio diventi più
corto; di conseguenza la comunicazione è mantenuta con una potenza
in
emissione
operare
con
inferiore
potenze
e
quindi
inferiori,
i
telefonini
senza
e
le
pregiudicare
la
SRB
possono
qualità
di
trasmissione. Nei sistemi GSM e UMTS vengono adottati dispositivi
automatici come la trasmissione discontinua (DTX) ed il controllo di
potenza emessa (power control) che tendono a realizzare il criterio
protezionistico
possibile”.
di
“ridurre
Grazie
al
l’esposizione
controllo
della
al
potenza
minimo
infatti
livello
in
ogni
situazione, tanto il telefonino, quanto la SRB, operano al valore
minimo di potenza che assicura un’accettabile qualità del servizio.
La
trasmissione
discontinua
consiste
invece
nell’interrompere
l’emissione di potenza durante la normale ed inevitabile pausa del
parlato.
A
questo
si
uniscono
altri
vantaggi
come
la
maggiore
autonomia di funzionamento (la batteria ha durata maggiore poiché
l’apparecchio impiega mediamente una potenza inferiore), migliore
qualità del servizio (vi è una maggiore disponibilità di canali
liberi, dato che ogni SRB serve un’utenza inferiore). La tendenza ad
aumentare
potenza,
dovrebbe
il
dato
numero
che
quindi
elettromagnetico,
di
SRB
sul
l’estensione
comportare
inteso
come
territorio
dell’area
una
da
di
a
diminuirne
coprire
diminuzione
livello
66
ed
si
la
riduce,
dell’inquinamento
potenza
medio
sul
territorio. Gli svantaggi consistono principalmente in un maggior
impatto visivo, maggiore complessità (quindi minore affidabilità)
del sistema, maggiori oneri economici di installazione e gestione
per l’operatore del servizio.
4.3 EFFETTI BIOLOGICI E SANITARI
I primi studi delle interazioni tra campi elettromagnetici e sistemi
biologici risalgono alle esperienze condotte nel XVIII secolo da
Volta e Galvani. Per valutare in maniera esatta i rischi potenziali
provocati dai campi elettromagnetici a radiofrequenze e microonde è
essenziale
la
conoscenza
delle
proprietà
dielettriche
della
struttura biologica.
Quando un’onda elettromagnetica incontra un corpo materiale, parte
dell’energia viene riflessa e parte viene trasmessa all’interno del
corpo investito, la percentuale di energia che penetra nella materia
dà luogo ad un progressivo riscaldamento causato dal meccanismo di
assorbimento. Per frequenze inferiori a 300 GHz, l’interazione dei
campi
elettromagnetici
con
i
sistemi
materiali
non
può
produrre
variazioni permanenti di struttura atomica o molecolare dato che il
valore del salto energetico, ΔΕs, necessario (energia di attivazione)
è di gran lunga superiore all’energia del fotone (h⋅ν = 1.2∗10-3 eV
per ν = 300 GHz): si parla di radiazioni non ionizzanti (NIR). I
fattori che influenzano l’assorbimento dell’energia elettromagnetica
in un soggetto irradiato sono:
-
Caratteristiche elettromagnetiche della struttura irradiata;
-
Dimensioni del corpo rispetto alla lunghezza d’onda;
-
Forma dell’oggetto irradiato e suo orientamento rispetto alla
polarizzazione della radiazione incidente;
-
Caratteristiche fisiche della radiazione elettromagnetica nel
tempo (onda continua/pulsata);
-
Percentuale del contenuto di acqua della struttura irradiata.
L’assorbimento
principalmente
delle
dall’alta
onde
elettromagnetiche
percentuale
67
di
viene
contenuto
di
favorito
acqua
dei
tessuti. I tessuti più ricchi di acqua (sangue, cervello) infatti
assorbono molta più energia elettromagnetica rispetto a quelli che
ne
contengono
percentualmente
meno
(tessuto
adiposo,
osseo,
cartilagineo).
Un fattore che influenza pesantemente il meccanismo di assorbimento
dell’energia associata ad un campo è costituito dal rapporto tra
dimensione del corpo irradiato e lunghezza d’onda della radiazione
stessa. Alle alte frequenze, quando la lunghezza d’onda è molto più
piccola
rispetto
alle
dimensioni
del
corpo
umano,
si
verificano
condizioni di sovrarisonanza, con conseguente deposizione di energia
confinata alla superficie del corpo stesso.
Quando un organismo interagisce con un campo elettromagnetico il suo
equilibrio
viene
perturbato,
ma
questo
non
necessariamente
si
traduce in un effetto biologico apprezzabile e ancor meno in un
danno. Si parla di effetto biologico solo in presenza di variazioni
morfologiche
superiore.
o
funzionali
Inoltre
non
a
carico
sempre
un
di
strutture
effetto
di
biologico
livello
comporta
necessariamente un danno alla salute; per poter parlare di danno
occorre infatti che l’effetto biologico superi i limiti di efficacia
dei meccanismi di adattamento dell’organismo, le cui caratteristiche
variano con età, sesso, stato di salute, tipo e grado di attività
del soggetto, nonché con le condizioni ambientali esterne e con
l’intensità delle radiazioni incidenti sul soggetto.
4.3.1 SAR
La dosimetria studia l’interazione tra un CEM ed un corpo biologico
ad
esso
esposto:
più
precisamente
si
occupa
di
quantificare
la
potenza assorbita da un organismo biologico immerso in un CEM e di
determinare la distribuzione di tale potenza nell’organismo esposto.
Le grandezze misurabili con relativa facilità sono la densità di
potenza del campo elettromagnetico incidente (campo lontano), oppure
le intensità del campo elettrico e/o magnetico (campo vicino).
68
La misura degli effetti dell’esposizione a campi elettromagnetici di
organismi biologici avviene attraverso il SAR, acronimo di Specific
Absorption
Rate
(ovvero
tasso
di
assorbimento
specifico).
Questo
parametro è definito come la quantità di energia trasferita ad un
elemento
di
massa
di
un
sistema
biologico:
1
SAR
equivale
alla
potenza assorbita dai tessuti fisiologici in Watt per chilogrammo di
peso corporeo.
SAR = σ⋅|Ei|2⋅1/ρ = (ΔWi/ρ)⋅ΔVi
[W/kg]
(4.1)
dove ΔWi è la potenza elettromagnetica in un volume elementare ΔVi; σ
è
la
conducibilità
del
mezzo
considerato;
ρ
è
la
densità
della
materia in [kg/m3] dell’elemento di volume ΔVi.
Il valore del SAR è tanto più elevato quanto maggiore è la potenza
elettromagnetica assorbita, mentre tende a diminuire all’aumentare
della
massa
biologica
esposta
all’irradiazione.
Le
grandezze
normalmente utilizzate sono:
-
Il
SAR
specifico,
che
valuta
l’energia
depositata
in
un
elemento infinitesimale di volume del corpo;
-
Il
SAR
medio,
che
è
la
quantità
complessiva
di
energia
trasferita al corpo, rapportata alla massa totale del corpo.
Il SAR dipende dal quadrato del campo elettrico interno, nel punto
considerato per la misurazione e dipende da numerosi fattori:
-
Frequenza della radiazione, polarizzazione e configurazione del
campo;
-
Caratteristiche
del
corpo
esposto
(dimensioni,
geometria,
proprietà dei tessuti attraversati);
-
Effetti di terra e riflessioni di altri oggetti presenti nel
campo di irradiazione (ad esempio superfici metalliche vicine
al corpo esposto).
69
NSAR
(W/kg
per
mW/cm2)
Frequenza MHz
Figura 24 Effetto della statura sull’assorbimento di potenza elettromagnetica
È molto importante la dipendenza del SAR dalla frequenza perché può
realizzarsi una condizione di risonanza del corpo irradiato con la
lunghezza d’onda della radiazione. Ad esempio la testa umana risuona
alla
frequenza
di
375
MHz,
quindi
l’assorbimento
di
energia
è
maggiore a tale frequenza che ad altre. Un uomo in piedi ad altezza
standard (1.75 m) presenta una frequenza di risonanza di 70 MHz,
mentre per persone più basse o bambini la frequenza di risonanza è
circa 100 MHz. Il corpo umano si comporta quindi come “un’antenna
ricevente” sintonizzata su particolari lunghezze d’onda. In figura
24 è riportato l’effetto della statura sull’assorbimento di potenza
elettromagnetica.
4.3.2 EFFETTI BIOLOGICI A BREVE TERMINE
Si
definiscono
effetti
acuti
o
a
breve
termine
quelli
che
si
manifestano nel corso dell’esposizione a campi elettromagnetici. Ad
un primo esame la maggior parte degli effetti biologici collegabili
ad un‘esposizione a RF (radio frequenze) o MW (microonde) si può
spiegare in termini della quantità di calore prodotta all’interno
70
del corpo dall’assorbimento della radiazione. Pare ragionevolmente
attendibile che conseguenze a breve termine dipendano dagli effetti
termici provocati dai campi elettromagnetici ad alta frequenza sulle
parti del corpo più molli o con minore irrorazione sanguigna. Alcuni
organi
possono
essere
particolarmente
sensibili
agli
effetti
termici: il cristallino dell’occhio è considerato organo a rischio
poiché la mancanza di vascolarizzazione limita la sua capacità di
disperdere calore, con la tendenza ad aumentare la temperatura e
quindi a formare opacità. Anche il testicolo è considerato organo a
rischio,
essendo
normalmente
a
temperature
di
diversi
gradi
inferiori a quella corporea. Alcuni studi hanno riportato effetti di
temporanea infertilità in ratti maschio esposti sistematicamente a
SAR di circa 6 Watt/kg con aumenti della temperatura di 1.5°-3.5°
durante l’esposizione.
L’esposizione si ritiene priva di effetti biologici quando l’aumento
di
temperatura
locale
è
inferiore
a
1°.
Un
SAR
di
4
Watt/kg,
assorbito dall’intero corpo, produce un aumento della temperatura
dei
tessuti
qualsiasi
di
1°
dopo
circa
sopraelevazione
20’.
termica
Tuttavia
viene
si
consideri
compensata
dal
che
processo
naturale di termo-regolazione, grazie al quale la circolazione del
sangue
all’interno
dell’organismo
trasferisce
calore
dalle
zone
interne a quelle esterne, dove diventano più efficaci i meccanismi
di irraggiamento e smaltimento del calore.
4.3.3 EFFETTI BIOLOGICI A LUNGO TERMINE
Gli
effetti
cronici
detti
anche
a
“lungo
termine”
o
“di
basso
livello”, sono le eventuali conseguenze di esposizioni prolungate a
campi
elettromagnetici
soglie
termiche,
acuti.
Data
oggettivi,
solo
per
la
gli
mezzo
evidenziare
o
più
di
intensità
in
generale,
caratteristica
effetti
di
cronici
studi
l’esistenza
anche
di
delle
essere
possono
essere
nei
un’associazione
71
più
soglie
non
epidemiologici,
di
molto
né
bassa
degli
tra
effetti
immediati,
indagati
quali
delle
si
né
nell’uomo
cerca
l’esposizione
di
e
l’insorgenza
di
determinate
patologie
o
manifestazioni
di
altro
tipo. A questi studi si affiancano le ricerche di laboratorio in
vitro (su colture cellulari o tessuti isolati dagli organismi di
provenienza) ed in vivo (su animali da laboratorio), attraverso le
quali
si
cercano
tanto
dall’epidemiologia,
delle
quanto
conferme
delle
agli
effetti
indicazioni
ipotizzati
sui
possibili
meccanismi di azione alla loro base.
Le
molteplici
patologie
l’esposizione
ai
messe
campi
talvolta
in
elettromagnetici
relazione
possono
con
essere
grossolanamente distinte in due categorie:
-
Patologie con sintomi più o meno soggettivi (affaticamento,
irritabilità, difficoltà di concentrazione, diminuzione della
libido, cefalea, insonnia, depressione, impotenza);
-
Patologie
con
sintomi
oggettivi
ed
in
genere
gravissimi
(tumori, malattie degenerative).
Per
nessuna
dimostrare
di
queste
la
l’esistenza
ricerca
di
scientifica
ha
un’associazione
finora
potuto
statisticamente
significativa con l’esposizione al campo, né tanto meno di un sicuro
rapporto causa-effetto.
4.4 CRITERI DI PROTEZIONE DAI CAMPI ELETTROMAGNETICI
La continua attenzione da parte dell’opinione pubblica mondiale nei
confronti
delle
organizzazioni
radiazioni
internazionali
Radiation
Protection
Radiation
Protection),
Institute/Institute
elettromagnetiche
quali
ha
l’IRPA/INIRC
Association/International
of
l’ANSI/IEEE
Electric
(American
Engineers),
spinto
varie
(International
on
Non
Ionizing
National
Standard
il
CENELEC
(Comitè
Europeen de Normalisation Electrotechnique) ad orientarsi verso un
criterio comune basato sulla prevenzione degli effetti acuti, che
consistono sostanzialmente in un aumento di temperatura dei tessuti
legato all’assorbimento di energia dal campo elettromagnetico, per
emettere
le
proprie
elettromagnetici.
raccomandazioni
Tali
per
raccomandazioni
72
la
protezione
fissano
degli
dai
campi
opportuni
limiti
di
esposizione
differenti
categorie
che,
di
in
alcuni
persone
casi,
esposte
e
si
riferiscono
che
consistono
a
nei
cosiddetti limiti di base o primari e nei livelli di riferimento o
limiti derivati.
I
limiti
di
vengono
base
fissati
con
riferimento
alle
soglie
relative a risposte acute dell’organismo, quali lo stress dovuto ad
aumento
indotto
di
temperatura,
e
da
opportuni
coefficienti
di
sicurezza dipendenti dalla norma specifica. I limiti di base sono
espressi
in
termini
di
grandezze
fisiche
relative
agli
effetti
sanitari (SAR).
I livelli di riferimento vengono espressi mediante delle tipiche
grandezze
elettromagnetiche
misurabili
(campo
esterne
elettrico,
al
magnetico
corpo
e
umano
potenza)
e
direttamente
che
vengono
ricavati dai precedenti mediante modelli dosimetrici. I livelli di
riferimento vengono fissati in maniera che se in un determinato
ambiente i valori del campo elettromagnetico sono inferiori a tali
livelli di riferimento, un eventuale organismo esposto non arriverà
mai a superare i limiti di base. Può al contrario verificarsi una
situazione in cui si sforano i livelli di riferimento senza superare
i limiti di base: durante l’utilizzo del cellulare, l’intensità del
campo
elettrico
superiore
a
dosimetriche
in
corrispondenza
qualsiasi
dimostrano
livello
che
di
i
dell’orecchio
riferimento,
limiti
di
e
ma
base,
della
testa
accurate
SAR
stime
locale
determinate regioni del corpo, vengono rispettati.
Tabella 10 Limiti di base per la popolazione per le alte frequenze (ICNIRP, 1998)
Gamma di
Densità di
SAR mediato
SAR
SAR
Densità di
frequenza f
corrente
(corpo
localizzato
localizzato
potenza s
2
intero)
(corpo e
(arti)
(W/m2)
(W/kg)
tronco)
(W/kg)
(mA/m rms)
(W/kg)
100 kHz - 10
f 500
0.08
2
4
-
-
0.08
2
4
-
-
-
-
-
10
MHz
10 MHz – 10
GHz
10 GHz – 300
GHz
73
è
in
Tabella 11 Livelli di riferimento per la popolazione per le alte frequenze (ICNIRP, 1998)
Intervallo
Intensità di
Intensità di
Campo B
Densità di
di
campo E
campo H
(mT)
potenza
frequenza f
(V/m)
(A/m)
onda piana
equivalente
0.15 - 1
87
0.73 f
0.92 f
-
MHz
1 – 10 MHz
87 f1/2
0.73 f
0.92 f
-
10 – 400
28
0.073 f
0.092
2
1.375 f1/2
0.0037 f1/2
0.0046 f1/2
f 200
61
0.16
0.45
10
MHz
400 – 2000
MHz
2 – 300 GHz
4.5 RIFERIMENTI INTERNAZIONALI
I riferimenti normativi internazionali per la protezione dai campi
elettromagnetici
sono
volti
all’individuazione
dei
livelli
di
esposizione al di sopra dei quali possono verificarsi effetti acuti.
L’organizzazione
di
riferimento
a
livello
mondiale
è
stata
l’IRPA/INIRC che nel 1992 è stata sciolta e sostituita dall’ICNIRP.
La prima organizzazione ha pubblicato nel 1988 delle linee guida 3
che sono state integrate e utilizzate dalla seconda organizzazione
per
derivare
nel
1998,
le
nuove
linee
guida 4
che
riguardano
l’esposizione a campi elettromagnetici con frequenza fino a 300 GHz
sia per gli ambienti di lavoro che per la popolazione.
Gli Stati Uniti insieme all’ex Unione Sovietica, sono stati tra i
primi
a
studiare
gli
effetti
dei
CEM
sull’organismo
umano,
per
motivi soprattutto militari. Le organizzazioni che si sono occupate
dell’emanazione
3
di
linee
guida
sono
state
principalmente
l’IRPA/INIRC, Guidelines on limits of exposure to radiofrequency electromagnetic
fields in the frequency range from 100 kHz to 300 kHz, in “Health Physics”, Vol.54,
pp.115-23 (1988).
4
ICNIRP, Guidelines for limiting exposure to time-varyng electric, magnetic, and
electromagnetic fields (up to 300 GHz ), in “Health Phisycs” Vol.74, n.4, pp.494522 (1998).
74
l’ANSI/IEEE 5,
nel
1991
e
riconfermate
nel
1999,
la
FCC
(Federal
Communications Commission) nel 1996, il NIOSH (National Institute
for Occupational Safety and Health), e l’ACGIH (American Conference
of Governmental Industrial Hygienist).
Nell’Unione
Europea
il
CENELEC,
organismo
a
cui
appartengono
i
Comitati Elettrotecnici dei paesi membri tra cui l’Italia mediante
il CEI (Comitato Elettrotecnico Italiano), ha pubblicato nel 1994
delle linee guida che fanno riferimento ai limiti di base e ai
livelli di riferimento presenti nelle raccomandazioni dell’ICNIRP,
sia nell’intervallo da 0 Hz-10 kHz che nell’intervallo 10 kHz-300
GHz. I livelli di riferimento raccomandati dall’ICNIRP per evitare
effetti diretti di tipo acuto sono applicati considerando un fattore
di protezione di sicurezza sino a 50 rispetto a quei valori di
esposizione
ai
quali
si
cominciano
a
verificare
innocui
effetti
biologici. Ai livelli inferiori a quelli raccomandati dall’ICNIRP
non è stata confermata (e tende anzi ad essere esclusa) l’esistenza
di
un
rischio
legato
ad
esposizioni
prolungate
ai
campi
elettromagnetici, anche se la diffusione pervasiva delle sorgenti
richiede ulteriori studi ed approfondimenti.
4.6 NORMATIVA EUROPEA
RACCOMANDAZIONE 1999/512/CE
La raccomandazione 1999/512/CE del 12 luglio 1999 (“Raccomandazione
del
Consiglio
relativa
alla
limitazione
dell’esposizione
della
popolazione ai campi elettromagnetici da 0 a 300 GHz”) riprende
integralmente le linee guida dell’ICNIRP.
4.7 NORMATIVA ITALIANA
La normativa italiana introduce - senza giustificazioni di carattere
scientifico – l’assunto che esista per la popolazione il rischio di
5
IEEE, Standard for Safety Levels with respect to human exposure to radiofrequency
electromagnetics fields, 3 kHz to 300 GHz, Revision of ANSI C95.1.1882, 1991.
75
malattie connesse all’esposizione prolungata anche ai bassi livelli
dei campi elettromagnetici. Perciò, accanto ai valori limite vengono
fissati “livelli di attenzione” e “obiettivi di qualità” che non
trovano riscontro scientifico e normativo in ambito internazionale e
inducono la popolazione a ritenere che tali effetti esistano.
Il confronto tra i limiti per le frequenze tipiche della telefonia
cellulare fissati dalle diverse normative nazionali e internazionali
mostra come l’Italia abbia adottato valori limite da 2 a 100 volte
inferiori
Europea
a
e
quelli
raccomandati
ratificati
da
altri
dall’ICNIRP,
14
paesi
fissati
europei,
a
dall’Unione
loro
volta
inferiori rispetto a quelli inglesi o statunitensi.
Tabella 12 Confronto tra i limiti nazionali e internazionali per le frequenze tipiche della
telefonia mobile (900 - 1800)
Limiti di campo
Limiti di campo
Limiti di densità
elettrico (V/m)
magnetico (A/m)
di potenza (W/m2)
900 MHz
1800 MHz
900 MHz
1800 MHz
900 MHz
1800 MHz
ICNIRP
41.25
58.3
0.11
0.15
4.5
9
CENELEC
41.1
58.1
0.10
0.15
4.5
9
DIN VDE
41.1
58.1
0.10
0.15
4.5
9
ANSI (USA)
-
-
-
-
6
12
NRPB (Regno
112.5
194
0.29
0.52
33
100
20
20
0.05
0.05
1
1
6
6
0.016
0.016
0.1
0.1
(Germania)
Unito)
Italia - Limite
di esposizione
sanitario
Italia – Luoghi
con permanenza
di 4 o più ore
Legge n.36/2001
In
Italia
la
legge
che
recepisce
le
normative
europee
è
stata
pubblicata sulla Gazzetta Ufficiale del 7 marzo 2001, n. 55, come
“Legge
-
elettrici,
quadro
sulla
magnetici
ed
protezione
dalle
elettromagnetici”
esposizioni
ed
è
a
composta
campi
da
17
articoli. Nell’articolo 1 vengono definite le finalità della legge:
“assicurare la tutela della salute dei lavoratori, delle lavoratrici
76
e
della
livelli
popolazione
dagli
di
elettrici,
campi
effetti
dell’esposizione
magnetici
ed
a
determinati
elettromagnetici”;
“promuovere la ricerca scientifica per la valutazione degli effetti
a
lungo
termine
e
attivare
misure
di
cautela
da
adottare
in
applicazione del principio di precauzione”. L’ambito di applicazione
riguarda
frequenze
elettromagnetici
delle
comprese
possono
lavoratrici
e
da
0
comportare
della
a
300
GHz,
l’esposizione
popolazione.
i
cui
dei
campi
lavoratori,
Nell’articolo
3
vengono
assunte alcune definizioni tra cui: esposizione, ossia “valore di
campo
elettrico,
magnetico
ed
elettromagnetico,
considerato
come
valore di immissione, definito ai fini della tutela della salute da
effetti acuti, che non deve essere superato in alcuna condizione di
esposizione
della
esposizione,
popolazione
ossia
“valore
e
di
dei
lavoratori”;
campo
elettrico,
limite
di
magnetico
ed
elettromagnetico, considerato come valore di immissione valore di
attenzione che non deve essere superato negli ambienti abitativi,
scolastici
e
nei
luoghi
a
permanenze
prolungate”;
obiettivo
di
qualità ossia (1 “i criteri localizzativi, gli standard urbanistici,
le prescrizioni e le incentivazioni per l’utilizzo delle migliori
tecnologie disponibili”; (2 “i valori di campo elettrico, magnetico
ed elettromagnetico definiti dallo Stato ai fini della progressiva
minimizzazione
dell’esposizione
ai
campi
medesimi”.
In
tutta
la
legge si coglie la consapevolezza della necessità di una politica
integrata di prevenzione e controllo dell’inquinamento ambientale
che
deve
coinvolgere
sia
l’utilizzo
della
migliore
tecnologia
disponibile sia la ricerca sistematica di alternative localizzative,
impiantistiche e gestionali.
Il Decreto del Ministero dell’ambiente 10 settembre 1998, n. 381,
pubblicato sulla Gazzetta Ufficiale n. 257 del 3 novembre 1998 come
“Regolamento
recante
radiofrequenza
norme
compatibili
per
con
la
la
determinazione
salute
umana”,
dei
ed
tetti
di
entrato
in
vigore il 3 gennaio 1999, costituisce la base di riferimento per la
legge n. 36/2001 e fissa i limiti di esposizione della popolazione
77
ai
CEM
generati
dai
sistemi
fissi
di
telecomunicazione
e
radiotelevisivi che operano nella banda di frequenza compresa tra
100 kHz e 300 GHz.
Decreto del presidente del consiglio dei ministri 8 luglio 2003
Attraverso il DPCM 8 luglio 2003 si è provveduto ad emanare il
decreto attuativo richiesto dalla legge quadro per quanto riguarda
l’esposizione alle radiofrequenze.
Come riportato nel comma 1 articolo 1 “le disposizioni del seguente
decreto fissano i limiti di esposizione e i valori di attenzione per
la prevenzione degli effetti a breve termine e dei possibili effetti
a lungo termine nella popolazione dovuti alla esposizione ai campi
elettromagnetici generati da sorgenti fisse con frequenza compresa
tra
100
kHz
e
300
GHz.
Il
presente
decreto
fissa
inoltre
gli
obiettivi di qualità, ai fini della progressiva minimizzazione della
esposizione ai campi medesimi e l’individuazione delle tecniche di
misurazione dei livelli di esposizione”.
Tabella 13 LIMITI DI ESPOSIZIONE
Frequenza MHz
Intensità di
Intensità di
Densità di
campo elettrico E
campo magnetico H
potenza D (W/m2)
(V/m)
(A/m)
0.1≤ f ≤ 3
60
0.2
-
3≤ f ≤ 3000
20
0.05
1
3000≤ f ≤300000
40
0.1
4
Tabella 14 VALORI DI ATTENZIONE
Frequenza MHz
0.1≤ f ≤ 300000
Intensità di
Intensità di
Densità di
campo elettrico E
campo magnetico H
potenza D (W/m2)
(V/m)
(A/m)
6
0.016
0.10 (3 MHz-300
GHz)
Dall’art. 3 comma 1 viene sancito che non devono essere superati i
limiti di esposizione in tabella 13. Nel comma 2, come “misura di
cautela
per
la
protezione
da
possibili
effetti
a
lungo
termine
eventualmente connessi con le esposizioni” ai campi elettromagnetici
78
alla frequenza tra 100 kHz a 300 GHz “all’interno degli edifici
adibiti a permanenze non inferiori a quattro ore giornaliere, e loro
pertinenze esterne, che siano fruibili come ambienti abitativi quali
balconi,
terrazzi
e
cortili
esclusi
i
lastricati
solari”,
si
assumono i valori di attenzione indicati in tabella 14.
Tabella 15 Obiettivi di qualità
Frequenza MHz
Intensità di
Intensità di
Densità di
campo elettrico E
campo magnetico H
potenza D (W/m2)
(V/m)
(A/m)
6
0.016
0.1≤ f ≤ 300000
0.10(3 MHz-300
GHz)
Nell’art. 4 comma 1 si afferma che per minimizzare l’esposizione ai
CEM, “i valori di immissione dei campi oggetto del presente decreto,
calcolati o misurati all’aperto nelle aree intensamente frequentate,
non devono superare i valori indicati nella tabella 15”.
4.8 NORMATIVA REGIONALE
Legge regionale 31 ottobre 2000, n. 30
In
ambito
regionale,
il
consiglio
regionale
ha
approvato
e
il
presidente della giunta regionale ha promulgato la legge regionale
31 ottobre 2000, n. 30: “Norme per la tutela della salute e la
salvaguardia
dell’ambiente
dall’inquinamento
elettromagnetico”.
Nell’articolo 1 vengono definite le finalità della legge: nel comma
1
si
stabilisce
prevenzione
e
salvaguardia
“le
norme
tutela
per
perseguire
sanitaria
dell’ambiente
della
in
via
prioritaria
popolazione
dall’inquinamento
e
per
la
la
elettromagnetico
coordinandole con le scelte della pianificazione territoriale. Nel
comma 3 viene definito il ruolo delle province e dei comuni, che
“nell’esercizio
delle
loro
competenze
e
della
pianificazione
territoriale ed urbanistica perseguono obiettivi di qualità al fine
di
minimizzare
l’esposizione
delle
elettromagnetici.”
79
popolazioni
ai
campi
Deliberazione della giunta regionale 20 febbraio 2001, n. 197
La
giunta
della
regione
Emilia
Romagna
adotta
la
direttiva
per
l’applicazione della L. R. 31/10/2000, n. 30 recante “Norme per la
tutela
della
dall’inquinamento
salute
e
la
elettromagnetico”
salvaguardia
per
“uniformare
dell’ambiente
le
procedure
amministrative e di pianificazione urbanistica tra gli Enti locali
delegati all’esercizio delle relative funzioni.”
80
CAPITOLO 5 STRUMENTAZIONE PER LA MISURA
DI CAMPI ELETTROMAGNETICI AD ALTA
FREQUENZA
5.1 APPARATI DI MISURA
Un tipico apparato per misure di campi elettromagnetici (CEM) a
radiofrequenze (RF) e microonde (MW) può essere schematizzato come
in figura 25:
Figura 25 Struttura tipica di un apparato per misure a RF e MW
Si evidenziano tre elementi fondamentali: il sensore, la linea di
collegamento e l’apparato di misura e visualizzazione.
Il sensore costituisce l’elemento che si accoppia ai campi in cui è
immerso:
esso
genera
ai
suoi
terminali
una
grandezza
elettrica
(tensione e/o corrente) istantaneamente proporzionale al campo in
cui si trova.
La
linea
di
collegamento
trasporta
il
segnale
dal
sensore
all’ingresso dell’apparato di misura.
L’apparato di misura elabora elettronicamente il segnale ricevuto e
fornisce
all’operatore
un’indicazione
dell’agente misurato.
81
quantitativa
dell’intensità
5.2 ESIGENZE DI MISURA
La scelta dello strumento da utilizzare per una specifica misura va
fatta tenendo in considerazione diversi fattori. La banda passante
caratterizza ogni strumento e specifica l’intervallo di frequenza
all’interno del quale il dispositivo presenta una risposta corretta,
entro
determinati
sorveglianza
operare
a
margini
emette
banda
di
errore.
contemporaneamente
stretta
o
a
banda
Se
su
la
più
larga.
sorgente
frequenze
Nel
primo
sotto
si
caso
può
la
strumentazione ha una ridottissima banda passante, centrata attorno
a ciascuna delle frequenze a cui la sorgente emette. Nel secondo
caso
lo
strumento
è
caratterizzato
da
una
banda
passante
che
comprende tutto lo spettro emesso dalla sorgente e fornisce una
misura globale dell’intensità dei campi o della radiazione presente
nel sito di misura.
Per
un
corretto
dimensionamento
della
strumentazione
un
fattore
molto importante è la potenza emessa dalla sorgente. I parametri
nelle
specifiche
di
questo
sono:
la
sensibilità,
che
indica
il
livello del minimo segnale misurabile, mentre la gamma dinamica è il
rapporto tra il minimo e massimo segnale misurabile.
5.3 COMPATIBILITÀ ELETTROMAGNETICA
Un altro fattore da tenere in considerazione è la compatibilità
elettromagnetica,
sia
sotto
l’aspetto
dell’emissione
che
quello
della suscettibilità. Un qualunque strumento elettronico contiene al
suo interno sorgenti di potenziali disturbi elettromagnetici (come
oscillatori
locali,
generatori
di
segnali
e
temporizzazione);
schermando l’elettronica dello strumento con pannelli metallici si
evita che tali disturbi raggiungano il sensore e causino errori di
misura. Per quanto riguarda la linea di collegamento, se trasporta
un segnale a corrente continua, vengono utilizzate linee ad alta
resistenza
terminate
con
filtri
passa
basso,
se
trasporta
direttamente il segnale a RF captato dal sensore si deve ricorrere
82
all’utilizzo del cavetto schermato o del doppino ritorto (coppia di
fili strettamente intrecciati).
5.4 SENSORI PER LA ZONA DI INDUZIONE
Nella zona di induzione (campi reattivi) non esiste alcuna semplice
relazione tra campo elettrico e magnetico, perciò sono necessari
sensori che rispondano o solo ad uno o solo all’altro, in modo tale
da
effettuare
essere
misure
presenti
indipendenti
notevoli
di
variazioni
entrambi.
spaziali
Dato
delle
che
possono
intensità
dei
campi, il sensore deve poter effettuare misure puntuali.
Quando l’interazione tra sensore e campo si verifica tramite il solo
campo elettrico o magnetico si parla di accoppiamento reattivo e si
usa
il
termine
di
sensore
Si
reattivo.
ha
un
accoppiamento
capacitivo se interessa il campo elettrico; induttivo se interessa
il campo magnetico.
Un esempio di sensore capacitivo è il dipolo corto costituito da due
bracci
metallici
isolati,
allineati
e
contrapposti,
di
lunghezza
totale piccola rispetto alla lunghezza d’onda: i terminali di uscita
del
segnale
sensori
sono
sono
risoluzione
gli
estremi
insensibili
spaziale.
al
Lunghezza
vicini
dei
campo
suddetti
magnetico
limitata
ed
e
bracci.
offrono
impedenza
Tali
buona
elevata
si
riflettono in maniera negativa sulla sensibilità del dipolo.
Una delle principali limitazioni di tutti i sensori ad accoppiamento
induttivo
è
la
scarsa
sensibilità.
Il
più
semplice
esempio
di
sensore ad accoppiamento induttivo è la spira piccola. Essa è una
spira metallica circolare piana di circonferenza piccola rispetto
alla
lunghezza
ricavati
d’onda;
interrompendo
Caratteristica
i
terminali
in
un
principale
di
punto
di
uscita
qualunque
questa
famiglia
del
la
segnale
spira
di
sono
stessa.
sensori
l’insensibilità al campo elettrico e la buona risoluzione spaziale.
83
è
5.5 SENSORI PER LA ZONA DI RADIAZIONE
Nella zona radiativa è sufficiente misurare il solo campo elettrico
oppure il solo campo magnetico, oppure la densità di potenza: le
grandezze
determinate
non
direttamente
possono
essere
ricavate
tramite semplici relazioni algebriche da quella misurata.
Nella
zona
radiativa
si
vicina
utilizzano
sensori
ad
alta
risoluzione spaziale (circa un quarto di lunghezza d’onda) poiché vi
sono
notevoli
variazioni
spaziali
delle
ampiezze
dei
campi.
Si
utilizzano perciò sensori di piccole dimensioni (ad accoppiamento
reattivo)
impiegati
iniziare
ad
Fresnell
antenne
anche
utilizzare
in
nella
nella
zona
parte
particolare
a
di
più
banda
induzione.
“lontana”
larga
ed
Si
della
possono
zona
operanti
di
alle
frequenze più basse della loro gamma utile, dove il rapporto tra le
dimensioni lineari e la lunghezza d’onda è minore.
5.6 STRUMENTI DI MISURA
Gli strumenti di misura sono classificati in: strumenti a banda
larga e strumenti a banda stretta.
5.6.1 STRUMENTI DI MISURA A BANDA LARGA
La strumentazione a banda larga è costituita dai seguenti elementi
fondamentali:
•
Il sensore che risponde o all’intensità del campo elettrico E
(dipolo) o all’intensità del campo magnetico H (spira);
•
Il trasduttore che trasforma la risposta del sensore in un
segnale
proporzionale
ad
E
(o
E2)
o
ad
H
(o
H2)
o
alla
temperatura;
•
Il cavo di collegamento;
•
Il circuito di processamento e lettura che dà la risposta in
termini di intensità di campo elettrico E (V/m) o di intensità
di campo magnetico H (A/m) o di densità di potenza S (W/m2).
84
Figura 26 Esempio di strumentazione a banda larga
In
funzione
delle
caratteristiche
del
trasduttore
utilizzato
si
possono identificare tre tipologie di strumentazione:
•
A diodo;
•
A bolometro;
•
A termocoppia.
Negli strumenti a banda larga il sensore è composto rispettivamente:
da uno o più dipoli se si misurano campi elettrici o da uno o più
spire se si misurano campi magnetici. Seguono: il trasduttore che
converte la risposta del sensore in un segnale proporzionale al
campo elettrico o al suo quadrato, al campo magnetico o al suo
quadrato o agli effetti termici prodotti dal campo elettromagnetico
sul sensore; i cavi di connessione; l’unità di analisi che elabora e
visualizza il campo elettrico in V/m, o il campo magnetico in A/m, o
la densità di potenza in W/m2.
Può
essere
utilizzato
un
singolo
sensore
sensibile
ad
una
sola
componente del campo oppure tre sensori ortogonali per rendere la
misura
indipendente
polarizzazione:
in
dalla
questo
direzione
caso
si
del
parla
campo
di
e
dalla
strumentazione
isotropica.
La strumentazione a banda larga deve essere in grado di misurare il
campo elettromagnetico in tempo reale, di calcolare il valor medio
della grandezza misurata in un intervallo di tempo regolabile, di
85
poter applicare un opportuno fattore di correzione dipendente dalla
risposta in frequenza. Inoltre deve permettere la misura di campo
elettrico (V/m), di campo magnetico (A/m) e densità di potenza (W/m2
o
mW/m2).
risultano
Di
estrema
essere
utilità
alcune
durante
funzioni
tra
l’esecuzione
cui:
la
delle
misure
memorizzazione
del
massimo valore della grandezza di campo raggiunta durante la misura;
la visualizzazione delle grandezze in condizione di campo lontano
utilizzando la grandezza oggetto della misura; la possibilità di
eseguire una operazione di media tra diversi punti di misura.
Un’ulteriore
caratteristica
è
l’estrema
maneggevolezza
e
trasportabilità, grazie alla dotazione di alimentazione propria.
5.6 2 STRUMENTI DI MISURA A BANDA STRETTA
La strumentazione a banda stretta permette di conoscere le singole
componenti del campo sulle varie frequenze all’interno della banda
di interesse.
Figura 27 Componenti di strumentazione a banda stretta
È costituito dai seguenti elementi fondamentali:
•
Il sensore che risponde o all’intensità del campo elettrico E o
all’intensità del campo magnetico H;
•
Il trasduttore che trasforma la risposta del sensore in un
segnale proporzionale ad E o ad H;
•
Il cavo di collegamento;
86
•
L’analizzatore
di
spettro
che
visualizza
su
un
display
la
tensione o la potenza in funzione della frequenza, oppure il
misuratore di intensità di campo (ricevitore selettivo) che
attraverso
un
circuito a sintonia visualizza il segnale di
tensione ricevuto ad una selezionata frequenza.
5.6 2.1 ANALIZZATORE DI SPETTRO
Nella figura 28 è riportato lo schema a blocchi dell’analizzatore di
spettro.
Figura 28 Schema a blocchi analizzatore di spettro
Il circuito di ingresso è molto simile a quello dell’oscilloscopio:
è
costituito
da
un
partitore
resistivo,
che
ha
il
compito
di
attenuare il segnale da esaminare, qualora di ampiezza eccessiva; da
un
preamplificatore
che
fa
aumentare
il
livello
del
segnale
da
analizzare; da un filtro passa basso che limita al minimo possibile
il rumore indesiderato e nello stesso tempo impedisce l’ingresso a
segnali indesiderati.
Segue
una
conversione
supereterodina,
mediante
di
il
frequenza
quale
il
attuata
segnale
tramite
a
RF
il
metodo
ricevuto
è
trasformato in un segnale a frequenza più bassa detta frequenza
intermedia FI. Un circuito con funzione di moltiplicatore lineare
tra il segnale a RF (fRF) e l’oscillatore locale (fOL) genera due
nuove
componenti
dello
spettro
ricevuto
aventi
rispettivamente
frequenza somma (fRF + fOL) e frequenza differenza (fRF - fOL) tra i
87
due segnali che hanno interagito. Ne risulta che FI = fRF - fOL oppure
-
fOL
fRF
(la
frequenza
somma
cade
ampiamente
fuori
dalla
gamma
utilizzabile; la differenza tra le due soluzioni indicate sopra è
funzione della posizione dell’oscillatore locale al di sopra o al di
sotto della RF). Una volta fissata la FI è possibile cambiare il
canale da ricevere semplicemente spostando la frequenza dell’OL.
In
successione
gli
altri
elementi
dell’analizzatore
sono:
il
rivelatore e l’amplificatore verticale a bassa frequenza che pilota
le placche di deflessione verticale.
L’amplificatore verticale può essere usato nella funzione lineare o,
in quella logaritmica, originando sullo schermo queste due distinte
scale.
L’oscillatore a dente di sega fa variare con continuità la frequenza
dell’oscillatore
variabile,
che
agendo
sul
trasla
mixer,
in
frequenza il segnale da analizzare, mantenendone costanti le altre
caratteristiche informative.
Il
segnale
dell’oscillatore
l’amplificatore
orizzontale,
a
dente
determina
la
di
sega,
attraverso
deflessione
orizzontale
del pannello sullo schermo.
Il mixer è seguito da un filtro al quarzo e da un amplificatore
selettivo a frequenza intermedia che permette la selezione di una
strettissima banda di frequenza del segnale che, rivelata e poi
opportunamente amplificata, si presenta alle placche di deflessione
verticale per la sua rappresentazione sul tubo catodico.
I parametri impostabili sull’analizzatore di spettro sono:
•
START-STOP: si impostano separatamente le frequenze di inizio e
fine della scansione;
•
CENTER
FREQUENCY:
con
questo
comando
si
imposta
il
valore
centrale della banda da esplorare e, con SPAN la larghezza
della stessa, simmetrica rispetto al center frequency.
•
FULL SCAN: realizza la scansione dell’intera banda operativa
dello strumento.
88
•
ZERO SCAN: è la condizione opposta, ossia non c’è scansione nel
dominio della frequenza, ma del tempo, e quindi il display
mostra
nel
tempo
l’andamento
del
segnale
rivelato;
l’analizzatore si comporta come un ricevitore, il display come
un oscilloscopio.
•
RBW
(Resolution
indica
BandWidth):
la
selettività
dello
strumento, ovvero la larghezza di banda a 3 dB del filtro IF.
Due
segnali
molto vicini possono essere discriminati se si
sceglie un valore di RBW inferiore alla loro distanza.
•
VBW (Video BandWidth): è il filtraggio realizzato in banda base
(video)
che
permette
di
filtrare
il
segnale
dopo
la
rivelazione.
•
SWEEP TIME: è il tempo di passaggio di una singola traccia sul
display.
•
SENSITIVITY:
indica
la
minima
ampiezza
che
l’analizzatore
riesce a rivelare. La sensitività dipende sostanzialmente dal
rumore proprio dello strumento, che a sua volta dipende dalla
larghezza del filtraggio a frequenza intermedia (IF).
5.7 NORMATIVA DI RIFERIMENTO PER LA MISURA
Il decreto del presidente del consiglio dei ministri 8 luglio 2003
e, ancor prima, il D.M. n.381 del 10 settembre 1998, stabiliscono
che le tecniche di misurazione e rilevamento da adottare sono quelle
indicate
nella
norma
CEI
211-7
e/o
specifiche
norme
emanate
successivamente dal CEI.
Le norme CEI 211-7 Gennaio 2001 forniscono le linee “guida per la
misura
e
per
la
valutazione
dei
campi
elettromagnetici
nell’intervallo 10 kHz – 300 GHz, con riferimento all’esposizione
umana”; la variante 1 alle norme CEI 211-10 Gennaio 2004 aggiunge
nello specifico un’appendice H: “Metodologie di misura per segnali
UMTS”.
89
5.7.1 SELEZIONE DEGLI STRUMENTI E DEI METODI DI MISURA
In funzione delle finalità di misura deve essere fatta una selezione
fondamentale tra strumentazione a banda larga e strumentazione a
banda stretta.
Viene utilizzata strumentazione a banda larga se le misure sono
finalizzate
all’individuazione
di
eventuali
punti
critici
in
presenza di più sorgenti o per analisi esplorative preliminari, o se
il valore del campo misurato risulta inferiore allo 0.75 del più
piccolo tra i valori limite delle sorgenti presenti che irradiano a
frequenze differenti.
La strumentazione a banda stretta si utilizza se le misure a banda
larga
hanno
consentito
ed
mostrato
è
uno
necessario
sforamento
conoscere
del
il
limite
contributo
legislativo
delle
varie
sorgenti presenti al fine di operare una riduzione a conformità, o
se il valore di campo misurato a larga banda risulta superiore allo
0.75 del più piccolo tra i valori limite delle sorgenti presenti che
irradiano a frequenze differenti.
Se sono stati effettuati i due tipi di misure e vi è discrepanza tra
i valori ottenuti, sono da ritenere validi ai fini della conformità
i risultati ottenuti con le misure a banda stretta.
Se le differenze ottenute tra le due misure sono superiori al 50% si
consiglia di approfondire le cause di tale differenza e di riportare
i risultati dell’indagine.
In base ai diversi tipi di sorgenti, in particolare alle differenti
frequenze
esistono
coinvolte
criteri
e
alle
specifici
diverse
di
scelta
delle metodologie di misura.
90
caratteristiche
della
catena
del
segnale,
strumentale
e
5.7.2 METODOLOGIE DI MISURA PER SEGNALI UMTS
5.7.2.1 MISURE IN BANDA LARGA
Le modalità di misura dei segnali a RF per telefonia mobile in banda
larga può essere estesa anche alla generazione UMTS.
Per quanto riguarda i requisiti della strumentazione a banda larga
le norme CEI 211-10 stabiliscono che:
•
La
sonda
deve
essere
isotropica,
costituita
da
sensori
disposti su tre rami reciprocamente ortogonali;
•
I sensori devono essere sensibili al valore efficace del
modulo di campo elettrico anche in presenza di modulazioni
impulsive;
•
Il misuratore deve calcolare il valore efficace del modulo
di campo elettrico totale, ricavandolo dalla misura delle
tre componenti ortogonali, secondo la relazione:
2
E =
•
Ex + E y
2
+ Ez
2
(5.1)
Il misuratore deve rendere possibile l’effettuazione di una
media
temporale
dei
valori
efficaci
di
campo
elettrico
misurati puntualmente.
I limiti di esposizione sono espressi dalla normativa di riferimento
in termini di medie spaziali e temporali del campo elettromagnetico.
Per quanto riguarda la distribuzione spaziale, deve essere esaminato
un numero di punti adeguato alla lunghezza d’onda del campo e alle
dimensioni della sonda, per garantire che la misura possa rilevare
valori approssimati sia massimi che minimi. L’indagine spaziale deve
permettere
anche
di
valutare
la
variazione
di
campo
lungo
una
superficie equivalente alla sezione verticale del corpo umano. Nel
caso
si
all’altezza
utilizzi
media
un’antenna
del
corpo
di
umano
piccole
per
ogni
dimensioni
punto
di
rispetto
misura
è
necessario generalmente considerare tre misure ad altezza standard
di 1.1 m, 1.5 m e 1.9 m da terra o dal livello dei piedi, se l’area
91
di interesse è al di sopra del livello del terreno: infatti a tali
altezze possono essere esposti gli organi più critici di una persona
adulta.
Lo
strumento
è
collocato
all’estremità
di
un
cavalletto
fisso a terra e isolato, in modo da evitare effetti di campi statici
o quasi statici.
Con riferimento alla distribuzione temporale, la durata di ciascuna
misura
deve
essere
scelta
in
modo
tale
da
poter
caratterizzare
adeguatamente la variazione del segnale in esame: per tener conto di
segnali
molto
variabili
nel
tempo
la
normativa
di
riferimento
definisce la durata di 6 minuti.
5.7.2.2
VALUTAZIONE
DELL’INCERTEZZA
NELLA
MISURA
DEI
CAMPI
ELETTROMAGNETICI A RADIOFREQUENZA CON SONDA A BANDA LARGA
All’incertezza nella misura dei campi elettromagnetici tramite sonda
a banda larga contribuiscono vari fattori 6:
•
Incertezza
calcolata
di
tra
è
ripetibilità:
tutti
i
la
valori
di
deviazione
campo
standard
mediati
dallo
strumento su un intervallo di 6 minuti.
•
Incertezza sull’anisotropia (Di): i certificati di taratura
generalmente forniscono, per varie orientazioni della sonda,
gli scarti dalla ideale risposta isotropica. Se non ci sono
informazioni contrarie, si suppone che i valori degli scarti
siano distribuiti con uguale probabilità in un intervallo di
valori avente come semilunghezza lo scarto massimo rilevato
(distribuzione rettangolare).
•
Incertezza sulla risposta in frequenza (Ri)
•
Incertezza sulla linearità (Li)
•
Incertezza
tipo
6
“Guida
per
sulla
digitale
si
la
e
misura
risoluzione
ipotizza
per
la
del
una
lettore: per lettori di
distribuzione
valutazione
dei
campi
rettangolare
elettromagnetici
nell’intervallo di frequenza 10 kHz-300 GHz con riferimento all’esposizione umana”
CEI 211-7, Gennaio 2001, I edizione, pag. 42.
92
pari alla metà della risoluzione. L’incertezza percentuale
varia in funzione dell’intensità di campo misurata. Si può
considerare
il
caso
più
sfavorevole
corrispondente
all’intensità del campo pari alla soglia di rilevabilità.
A ciascun fattore corrisponde un’incertezza tipo ui, e l’incertezza
tipo composta uc sul valore del campo elettrico misurato si ottiene
come
radice
quadrata
della
sommatoria
dei
quadrati
dei
singoli
contributi ui:
∑u
uc =
i
2
i
.
(5.2)
L’incertezza
di
ripetibilità,
classificata
come
incertezza
essendo
di
di
tipo
A;
tipo
gli
statistico,
altri
viene
fattori
di
incertezza vengono classificati come incertezze di tipo B essendo di
tipo
non
statistico
in
quanto
sono
reperiti
da
certificati
di
taratura e manuali di strumentazione 7.
Quando si conoscono i limiti superiore ed inferiore di variabilità
ma
non
è
nota
la
dell’intervallo,
si
distribuzione
ipotizza
una
di
probabilità
distribuzione
all’interno
rettangolare.
Lo
scarto tipo di una distribuzione rettangolare si ottiene dividendo
la semilarghezza a della distribuzione rettangolare per la radice
quadrata di 3:
ui =
a
.
(5.3)
3
Lo scarto tipo di una distribuzione normale si ottiene dividendo la
semilunghezza a della distribuzione normale per 2:
ui =
a
.
2
(5.4)
L’incertezza standard combinata espressa in V/m è data da:
Uc =
ln 10
× Eletto ×
20
∑u
i
2
i
.
(5.5)
Ad ogni valore di misura viene quindi associata l’incertezza estesa
con un fattore di copertura k=2 per cui si avrà:
7
“Guida all’espressione dell’incertezza di misura” UNI CEI ENV 13005, Luglio 2002.
93
Emis = (Eletto ± 2⋅Uc) [V/m].
(5.6)
Il fattore di copertura k viene scelto sulla base del livello di
sicurezza
(confidenza)
tipicamente
k
distribuzione
si
desiderato,
trova
normale,
da
associare
nell’intervallo
scegliendo
k=2
tra
si
2
e
all’intervallo:
3.
definisce
Nel
un
caso
di
intervallo
avente un livello di confidenza pari al 95%, mentre per k=3 si
definisce un livello di confidenza pari al 99%.
5.7.2.3 MISURE IN BANDA STRETTA
Le misure in banda stretta possono essere realizzate mediante due
classi di strumentazione:
1. Analizzatore di spettro, adottando opportuni accorgimenti per
l’impostazione dei parametri di acquisizione e della catena
strumentale;
2. Analizzatore
di
segnali
vettoriali,
con
la
possibilità
di
effettuare misure nel dominio dei codici.
Caratteristiche tipiche del sistema UMTS, per quanto riguarda la
misura
di
potenza
irradiata
dalle
stazioni
radio
base
sono:
l’inviluppo di potenza continuo (anche se non del tutto costante) su
tutti i canali e la presenza di pochi canali per ogni operatore (ad
esempio due o tre in tecnica FDD ed uno in tecnica TDD); il segnale
trasmesso ha chip rate di 3.84 Mchip/s e occupa un canale di 5 MHz.
I requisiti della strumentazione a banda stretta impongono che:
•
Le
antenne
utilizzate
debbano
disporre
di
un’adeguata
documentazione contenente il fattore d’antenna sull’impedenza
caratteristica del banco e sul campo di frequenze considerato,
inoltre occorre sommare le perdite del cavo e degli eventuali
attenuatori interposti tra l’uscita dell’antenna e l’ingresso
dell’analizzatore di spettro. Il fattore d’antenna complessivo
delle attenuazioni (K) è:
K=KA+A
[dB/m]
(5.7)
KA: fattore d’antenna;
A: attenuazione del collegamento tra l’antenna e l’analizzatore
94
di spettro espressa in dB comprensiva di cavi e attenuatori
inseriti ed eventuali disadattamenti.
•
Le antenne utilizzate possono essere di tipo direzionale o a
dipolo.
•
L’analizzatore
di
spettro
dispone
di
un
rivelatore
di
inviluppo.
•
L’analizzatore di spettro deve disporre di un certificato di
taratura attraverso cui sia possibile definire la precisione
della misura dal punto di vista della frequenza e dell’ampiezza
dei
segnali
ricevuti,
considerazione
anche
tenendo
in
l’incertezza
questo
del
ultimo
fattore
caso
in
d’antenna
dichiarato.
•
Il banco deve preferibilmente essere gestito da un PC, che
sulla base delle grandezze misurate, dia immediata evidenza dei
livelli di campo corrispondenti. Le relazioni utilizzate nelle
elaborazioni richieste sono:
E = PR + K + 90 + 10 ⋅ log10 Z i ng
[dBμV/m]
(5.8)
Zing è l’impedenza di ingresso dell’analizzatore di spettro (50
Ohm).
−6
E = 10 ⋅ 10 E
⎡ dBμV
⎢ m
⎣
⎤
⎥ / 20
⎦
[V/m]
(5.9)
PR: potenza ricevuta espressa in dBm.
K: espresso in dB/m.
Per
effettuare
misure
con
analizzatore
di
spettro
è
preferibile
utilizzare una tra le seguenti due opzioni, che garantiscono pari
prestazioni:
•
Utilizzare uno strumento con filtri di canale IF numerici di
tipo rettangolare, definiti secondo le specifiche spettrali
dei segnali UMTS, con banda a 5 MHz. L’utilizzo di tale
strumento rende possibile sia la misura nel dominio della
frequenza che in quello del tempo (modalità “Zero Span”).
95
•
Effettuare la misura in modalità “Channel Power” integrando
su tutta la banda del canale radio; tale strumento rende
possibile unicamente la misura nel dominio della frequenza.
Lo strumento acquisisce la traccia ed effettua l’operazione
descritta dall’equazione:
⎡ B
CP = 10 ⋅ log10 ⎢ s
⎣ NBW
⎛1
⋅⎜
⎝N
∑10 (
Pi −α i ) / 10
i
⎞⎤
⎟⎥
⎠⎦
(5.10)
CP è la potenza misurata sul canale, in unità logaritmiche;
Bs è la banda di integrazione (5 MHz);
NBW è la banda equivalente di rumore sull’analizzatore di
spettro;
N
è
il
numero
di
pixel
contenuti
nella
banda
di
integrazione;
Pi è la potenza associata a ciascun pixel, misurata in unità
logaritmiche;
αi
è
un
parametro
differisce
pixel
per
di
correzione
pixel
e
(espresso
tiene
conto
in
dB)
della
che
pesatura
effettuata da eventuali filtri digitali implementati dallo
strumento e utilizzati durante la misura.
Negli analizzatori di nuova generazione è disponibile anche
l’opzione di misura di “Channel Power” in “Time Domain” che
permette
senza
di
misurare
ricorrere
direttamente
alla
la
procedura
di
potenza
di
calcolo
canale,
descritta
precedentemente, garantendo vantaggi in termini di velocità
di calcolo.
•
In
assenza
“Channel
della
Power”
possibilità
e
di
di
filtri
effettuare
di
canale,
la
è
misura
in
possibile
effettuare la misura mantenendo i valori consigliati di RBW,
VBW, SPAN e SWEEP TIME e predisponendo un banco di misura
che consenta di calcolare il valore della potenza spettrale
associato alla traccia acquisita risolvendo in modo autonomo
96
l’equazione:
⎡ B
CP = 10 ⋅ log10 ⎢ s
⎣⎢ NBW
⎛1
⋅ ⎜⎜
⎝N
∑10
i
Pi
10
⎞⎤
⎟⎥
⎟
⎠⎦⎥
(5.11)
CP è la potenza misurata sul canale, in unità logaritmiche;
Bs è la banda di integrazione (5 MHz);
NBW è la banda equivalente di rumore sull’analizzatore di
spettro;
è
N
il
numero
di
pixel
contenuti
nella
banda
di
integrazione;
Pi è la potenza associata a ciascun pixel, misurata in unità
logaritmiche.
Mediante
l’analizzatore
istantanee,
di
spettro
si
possono
su
tutta
la
banda
integrando
effettuare
del
misure
canale
radio
appartenente alla SRB che si intende esaminare. Il rivelatore deve
essere del tipo “Sample” o “RMS” e non “Peak” o “Negative Peak”.
E’ opportuno utilizzare rivelatori di tipo Sample o RMS, in quanto
sono
i
soli
rivelatori
che
forniscono
risultati
che
rendono
possibile il calcolo della potenza complessiva. I rivelatori di tipo
picco non sono adatti per misura di segnali noise-like, tra cui
rientrano i segnali UMTS, in quanto non può essere stabilita la
correlazione tra la tensione video rilevata e il segnale di potenza
in input.
Per
la
rappresentazione
all’impostazione
del
sul
detector
display
si
del
possono
pixel
n-esimo
visualizzare
in
il
base
valore
medio (Average), il primo valore della serie (Sample), il valore
massimo
(Max
Peak)
ed
il
valore
minimo
(Min
Peak),
il
valore
efficace dei campioni (RMS).
Siccome
i
segnali
traccia
ottenuta
con
con
modulazione
un
detector
digitale
Sample
sono
è
noise-like,
soggetta
a
la
grandi
variazioni.
Il detector RMS dà risultati più stabili, perché la potenza per
pixel è calcolata sulla base di diversi valori misurati, ed inoltre
97
il tempo di misura può essere aumentato per permettere la media
della
traccia.
Il
detector
RMS
è
quindi
in
genere
una
scelta
migliore per misure in channel power.
Per quanto riguarda la media su 6 minuti, la procedura opportuna é
quella di effettuare una media delle potenze di canale calcolate in
vari istanti successivi (su analizzatore o in post-elaborazione),
valutando il numero di tracce necessario per garantire un tempo
totale di misura di almeno 6 minuti.
Le linee guida CEI 211-10 forniscono specifiche valide per le misure
UMTS
per
quanto
riguarda
le
condizioni
generali
di
misura,
la
disposizione e le caratteristiche della strumentazione passiva e la
ricostruzione spaziale del campo elettrico, mentre sono necessarie
alcune precisazioni per le procedura da seguire per l’allestimento e
le elaborazioni con analizzatore di spettro o vettoriale.
•
Le misure possono essere effettuate sia nel campo lontano
che nel campo vicino delle sorgenti esaminate, stimando come
distanza limite R la più stringente tra quelle determinate
con le relazioni:
R≥3λ
e
R≥2D2Probe/λ
λ: lunghezza d’onda espressa in metri;
DProbe: dimensione massima dell’antenna ricevente utilizzata,
trasversale alla direzione, espressa in metri.
•
In accordo ai limiti sopra indicati, il punto di misura è
generalmente
conseguente
all’indagine
panoramica
eseguita
con gli strumenti a banda larga.
•
Le misure possono essere di tipo direzionale o isotropo.
•
Nel caso di misure direzionali si possono utilizzare antenne
genericamente direttive. Le misure devono essere effettuate
in
condizioni
di
puntamento,
quindi
di
visibilità
delle
sorgenti, per due condizioni di polarizzazione ortogonali
dell’antenna
ricevente.
Il
98
modulo
del campo totale viene
ricavato secondo la relazione:
ET = E 2 x + E 2 y
•
La
misura
[V/m]
direzionale
riflessione
non
tiene
elettromagnetica
conto
(5.12)
di
provenienti
effetti
su
di
direzioni
lontane dall’asse di trasmissione dell’antenna ricevente o
di
eventuali
depolarizzazioni
presenti
sull’asse
di
propagazione del campo ricevuto.
•
Nel
caso
di
misure
isotrope,
devono
essere
utilizzate
antenne di tipo dipolo; possono effettuarsi misure anche in
condizioni
di
non
visibilità
delle
sorgenti,
per
tre
posizioni reciprocamente ortogonali dell’antenna ricevente
imperniate sul relativo centro di fase. Il modulo del campo
totale viene ricavato tramite la formula:
ET = E 2 x + E 2 y + E 2 z
•
La
misura
[V/m]
isotropa
contempla
gli
effetti
(5.13)
di
riflessioni
elettromagnetiche genericamente distribuite nell’intorno del
punto
di
misura
e
di eventuali depolarizzazioni presenti
sull’asse di propagazione del campo ricevuto.
Nella
tabella
16
sono
riportati
i
parametri
da
sull’analizzatore di spettro.
Tabella 16
PARAMETRI IMPOSTATI
MISURA CANALI UMTS NEL
SULL’ANALIZZATORE DI SPETTRO
DOMINIO DELLA FREQUENZA
RBW
≥ 50 kHz
VBW
≥ 3*RBW
CENTER FREQ
n MHz
FREQ SPAN
5 MHz
SWEEP TIME
100-500 ms
TRIGGER
_
TRACE
_
MARKER
NORMAL
CHANNEL SPACING
5 MHz
CHANNEL BANDWIDTH
5 MHz
99
impostare
La
resolution
larghezza
del
bandwidth
canale
(RBW)
deve
(soprattutto
essere
per
piccola
rispetto
discriminare
tra
alla
canali
adiacenti). La migliore RBW è tipicamente l’1%-3% della larghezza di
canale (se è troppo piccola, lo sweep time aumenta troppo).
Quando si usa un detector Sample o RMS, la video banwidth (VBW) deve
essere almeno 3 volte l’RBW, al fine di evitare l’effetto di media
sulla tensione video, con conseguente sottostima dei segnali noiselike.
Può essere una buona scelta fissare lo span più piccolo possibile in
relazione
alla
larghezza
di
banda,
al
fine
di
avere
il
maggior
numero di pixel possibile nella banda su cui si calcolerà il channel
power
(prestando
attenzione
alla
discriminazione
di
eventuali
segnali adiacenti).
5.7.2.4
VALUTAZIONE
ELETTROMAGNETICI
A
DELL’INCERTEZZA
NELLA
RADIOFREQUENZA
CON
MISURA
STRUMENTI
DEI
CAMPI
A
BANDA
STRETTA
Il valore del campo elettrico in V/m non deriva da una lettura
diretta
dello
strumento
ma
deve
essere
calcolato
mediante
la
seguente formula:
V=10(dBm+AF+CA-13.01)/20
(5.14)
dBm è l’ampiezza del segnale letto sull’analizzatore;
AF (dB) è il fattore d’antenna;
CA (dB) è l’attenuazione del cavo.
Per il calcolo dell’incertezza standard combinata Uc della componente
i-esima della frequenza j-esima si utilizza la seguente formula:
U c , j ,i (V / m) =
ln 10
⋅ E j ,i (V / m) ⋅ U 2 dBmj ,i (dB) + U 2 AF , j (dB) + U 2 CA, j (dB) .
20
(5.15)
Essa rappresenta l’incertezza associata a ciascun picco rilevato per
ogni frequenza portante in ognuna delle tre posizioni.
L’incertezza standard combinata dell’intensità di campo elettrico
della frequenza j-esima è:
100
U c , j (V / m) =
Essa
rappresenta
1
⋅
Ej
∑E
2
j ,i
U 2 c , j ,i
i
l’incertezza
(5.16)
.
associata
ad
ogni
determinata
frequenza: Ej è il campo totale alla frequenza jesima.
L’incertezza standard combinata dell’intensità di campo elettrico
totale sarà quindi:
U c (V / m) =
1
⋅
Etot
∑E
2
j
U 2 c, j
j
(5.17)
.
I fattori che compaiono nell’espressione dell’incertezza totale sono
calcolati come valutazioni di incertezze di tipo B (grandezze che
non
sono
valutate
calibrazione
e
da
da
strumentazione 8): U j =
e
di
tipo
A
osservazioni
caratteristiche
ma
di
da
specifiche
costruzione
σ
di
della
(5.18)
3
(grandezze
statistica): U j =
ripetute
di
cui
si
conosce
la
distribuzione
σ
(5.19)
2
Ad ogni valore di misura viene quindi associata l’incertezza estesa
con un fattore di copertura k=2, corrispondente ad un livello di
confidenza pari al 95% per cui si avrà:
Emis = (Eletto ± 2⋅Uc) [V/m].
L’analisi
(5.20)
dell’incertezza
comprendere
le
sulla
incertezze
misura
introdotte
in
da
banda
ogni
stretta
singolo
dovrebbe
componente
appartenente alla catena di acquisizione.
•
Antenna: ogni antenna ha un certificato di calibrazione in
cui è riportato, al variare della frequenza, il relativo
fattore
nota.
d’antenna
Inoltre
(AF),
che
occorre
è
tenere
conosciuto
in
con
incertezza
considerazione
il
coefficiente di disadattamento tra antenna e cavo, perciò si
deve conoscere il valore del coefficiente VSWR dell’antenna
8
Vedi “Guida all’espressione dell’incertezza di misura” UNI CEI ENV 13005
101
e del cavo al variare della frequenza, per poter ricavare il
coefficiente di riflessione ρ rispettivamente dell’antenna e
del cavo. In generale, l’espressione usata per il calcolo
dell’errore massimo di disaccoppiamento in dB è dato da:
Errore(dB)=-20⋅log[1 ± (ρantenna)⋅(ρcavo)],
ρ=
•
Cavo:
la
(VSWR − 1)
(VSWR + 1)
presenza
(5.21)
coefficiente di riflessione.
del
cavo
introduce
(5.22)
un’attenuazione
in
funzione della frequenza del segnale in esame, dovuto alla
non idealità del cavo stesso. Occorre perciò conoscere il
coefficiente
VSWR
(legato
alla
riflessione)
per
poter
calcolare l’errore sul disaccoppiamento tra antenna e cavo e
tra cavo ed analizzatore. Nei certificati di taratura del
cavo
in
genere
si
rintracciano
l’incertezza
con
cui
si
conosce il fattore di attenuazione del cavo e quella del
fattore VSWR.
•
Analizzatore
occorre
di
spettro:
considerare
il
per
l’analisi
contributo
dell’incertezza
all’incertezza
di
ogni
componente dello strumento. I componenti che contribuiscono
all’incertezza sono:
1. Disaccoppiatore al connettore;
2. Attenuatore di ingresso a RF;
3. Filtro di ingresso (IF) e Mixer;
4. Guadagno dell’amplificatore IF;
5. Filtro RBW (indicato con IF filter);
6. Affidabilità della scala sul display;
7. Calibratore.
102
Figura 29 elementi appartenenti catena di acquisizione
1. DISACCOPPIAMENTO DELL’IMPEDENZA DI INGRESSO AL CONNETTORE
L’impedenza di disaccoppiamento, dovuta alla non esatta impedenza di
ingresso
dell’analizzatore
e
alla
non
idealità
dell’impedenza
di
uscita. In generale l’espressione usata per il calcolo dell’errore
massimo di disaccoppiamento in dB è:
Errore(dB)=-20⋅log[ 1± (ρanalizazzatore)⋅(ρsorgente)],
(5.23)
dove:
ρ è il coefficiente di riflessione data dall’espressione già vista
precedentemente tra antenna e cavo.
Nel data sheet dell’analizzatore di spettro e nel certificato di
taratura del cavo, sono riportati i valori VSWR in funzione della
frequenza del segnale rilevato.
2. ATTENUATORE DI INGRESSO RF
Nel data sheet dello strumento è riportato, per ogni valore o range
di
valori
che
può
assumere
l’input
attenuation
(attenuatore
d’ingresso), l’incertezza espressa in dB.
L’attenuatore
in
ingresso
influenza
la
risposta
in
frequenza
dell’analizzatore.
3. FILTRO DI INGRESSO E MIXER
Come si può notare dal diagramma a blocchi, il segnale in uscita
dall’attenuatore d’ingresso passa attraverso un filtro passa basso o
103
un
preselettore,
in
funzione
della
frequenza
di
ingresso
del
segnale, per poi entrare in un Mixer ove vi è un apporto del segnale
dell’oscillatore locale. Il fattore di incertezza legato al fatto
che il segnale passa attraverso tali elementi è detto risposta in
frequenza. Esso rappresenta il maggior contributo sull’incertezza
totale del sistema di misura.
4. GUADAGNO DELL’AMPLIFICATORE IF
Il segnale viene convertito in un segnale a frequenza intermedia
(IF)
e
viene
amplificato
ed
aggiustato
da
un
filtro
IF
per
compensare i cambiamenti introdotti dall’attenuatore d’ingresso e
dal Mixer. Il segnale amplificato viene riferito alla linea in alto
del
display
graduato,
detta
reference
level.
L’amplificatore
e
l’attenuatore lavorano ad una sola frequenza e non contribuiscono
alla
risposta
in
frequenza.
È
presente
comunque
sempre
una
determinata incertezza sulla conoscenza del livello di riferimento
impostato
manualmente
sulla
scala
del
display,
detta
“reference
level accuracy”.
5. FILTRO RBW (indicato con IF filter)
La resolution Bandwidth (RBW) è un parametro impostabile durante le
misure:
differenti
impostazioni
del
filtro
portano
a
differenti
perdite di “intersezione” con il segnale in esame e quindi ad una
diversa lettura dell’ampiezza del segnale in esame. In genere si usa
il
filtro
più
largo
possibile,
compatibilmente
con
le
caratteristiche del segnale di misura.
6. AFFIDABILITÀ DELLA SCALA SUL DISPLAY DOVUTO ALL’AMPLIFICATORE
LOGARITMICO
Il display dell’analizzatore di spettro comunemente è usato, per le
ampiezze,
in
scala
logaritmica.
Un
valore
tipico
è
10
dB
per
divisione, oppure 1 dB/div. Per ottenere ciò, il segnale, uscito
dall’IF
filter
(RBW)
passa
attraverso
un
amplificatore
di
tipo
logaritmico.
Le
caratteristiche
di
guadagno
dell’amplificatore
sono
approssimabili ad una curva di tipo logaritmica: ogni deviazione
104
dalla
ideale
incertezza
curva
sulla
logaritmica
lettura
introduce
dell’ampiezza
del
perciò
un’ulteriore
segnale.
Un
problema
analogo si ha quando l’analizzatore lavora in modo lineare: questo
tipo di incertezza è detta display fidelity.
7. CALIBRAZIONE
Le
misure
assolute,
sono
effettuate
utilizzando
il
generatore
interno di riferimento, o qualsiasi altro segnale noto in ampiezza e
frequenza (tipicamente un segnale sinusoidale) di cui si conosce
l’ampiezza e la frequenza. Molti analizzatori di spettro hanno il
generatore interno di riferimento, che produce il segnale utile alla
verifica della calibrazione (amplitude reference).
5.8
STRUMENTAZIONE
UTILIZZATA
NELLE
CAMPAGNE
DI
MISURA
5.8.1 STRUMENTAZIONE IN BANDA LARGA
Lo
strumento
misura
è
il
a
banda
modello
larga
EMR
utilizzato
300
per
tutte
WANDEL&GOLTERMANN,
le
campagne
dotato
di
di
sonda
isotropica type 8.20 con gamma di frequenza da 100 kHz a 3 GHz,
sensibilità di 0.6 V/m e risoluzione del display di 0.01 V/m.
Il range di ampiezza è compreso tra 0.6 V/m e 800 V/m.
Dalle specifiche fornite dal costruttore dello strumento EMR 300
WANDEL&GOLTERMANN, 9 dotato di sonda isotropica type 8.20, utilizzato
nelle campagne di misura, si ricavano i seguenti valori:
Tabella 17 Incertezza sulla linearità (Li)
9
Valori di CEM
INCERTEZZA
(V/m)
(dB)
Da 0.6 a 1.25
± 3
Da 1.25 a 2.5
± 1
Da 2.5 a 400
± 0.5
Da 400 a 800
± 0.3
vedi appendice capitolo 5
105
Tabella 18 Risposta in frequenza (Ri)
RANGE DI FREQUENZE F
INCERTEZZA
(dB)
Da 100 MHz a 3 GHz
± 2.4
Tabella 19 Deviazione isotropica (Di)
RANGE DI FRQUENZE
INCERTEZZA
(dB)
± 1 dB
f> 1 MHz
Tabella 20 Errore assoluto di calibrazione (EA)
ERRORE ASSOLUTO DI
± 1 dB
CALIBRAZIONE (EA)
Di seguito sono riportati i calcoli delle incertezze da associare ai
valori rilevati nelle 4 campagne di misura effettuate.
PRIMA CAMPAGNA DI MISURA:
Uli= ± 1/√3 = ± 0.58 dB
(1.25 V/m<Eletto<2.5 V/m)
URf= ± 2.4/√3 = ± 1.39 dB
UDi= ± 1/√3 = ± 0.58 dB
UEA =
± 1/√3 = ± 0.58 dB
L’incertezza standard combinata espressa in V/m è data da:
Uc =
ln 10
× Eletto × 3 ⋅ (0.58) 2 + (1.39) 2 = ± (0.11⋅1.82⋅1.71)= ± 0.34 dB
20
SECONDA CAMPAGNA DI MISURA:
Uli= ± 3/√3 = ± 1.73 dB
(0.6 V/m<Eletto<1.25 V/m)
URf= ± 2.4/√3 = ± 1.39 dB
UDi= ± 1/√3 = ± 0.58 dB
UEA =
± 1/√3 = ± 0.58 dB
L’incertezza standard combinata espressa in V/m è data da:
106
Uc =
ln 10
× Eletto × (1.73) 2 + 2 ⋅ (0.58) 2 + (1.39) 2 = ± (0.11⋅1.02⋅2.37) = ± 0.27 dB
20
TERZA CAMPAGNA DI MISURA:
Uli= ± 1/√3 = ± 0.58 dB
(1.25 V/m<Eletto<2.5 V/m)
URf= ± 2.4/√3 = ± 1.39 dB
UDi= ± 1/√3 = ± 0.58 dB
UEA = ± 1/√3 = ± 0.58 dB
L’incertezza standard combinata espressa in V/m è data da:
Uc =
ln 10
× Eletto × 3 ⋅ (0.58) 2 + (1.39) 2 = ± (0.11⋅2.38⋅1.71)= ± 0.45 dB
20
QUARTA CAMPAGNA DI MISURA:
Uli= ± 3/√3 = ± 1.73 dB
(0.6 V/m<Eletto<1.25 V/m)
URf= ± 2.4/√3 = ± 1.39 dB
UDi= ± 1/√3 = ± 0.58 dB
UEA =
± 1/√3 = ± 0.58 dB
L’incertezza standard combinata espressa in V/m è data da:
Uc =
ln 10
× Eletto × 2 ⋅ (0.58) 2 + (1.73) 2 + (1.39) 2 = ± (0.11⋅0.7⋅2.37) = ± 0.18 dB
20
5.8.2 STRUMENTAZIONE IN BANDA STRETTA
L’analizzatore di spettro è il modello Agilent E4402B, dotato della
funzione Channel Power. Lo strumento lavora in un intervallo di
frequenze compreso tra 9 kHz e 3 GHz: all’accensione si autocalibra.
Dal
data
sheet
dell’analizzatore 10
si
ricavano
associate ad ogni componente dello strumento.
10
vedi appendice capitolo 5.
107
le
incertezze
Tabella 21 Incertezze analizzatore di spettro
COMPONENTI DELLO
INCERTEZZA ASSOCIATA
STRUMENTO
(dB)
ATTENUATORE DI
± 0.3
INGRESSO
FILTRO DI INGRESSO E
± 0.46
MIXER
GUADAGNO FILTRO IF
± 0.3
FILTRO IF
± 0.3
AMPLIFICATORE
± 0.5
LOGARITMICO
± 0.34
CALIBRAZIONE
L’incertezza legata all’attenuatore d’ingresso vale ± 0.3 dB con
fattori di attenuazione tra 0-15 dB.
L’incertezza associata al filtro di ingresso e mixer per valori di
temperatura tra 20° e 30°è ± 0.46 dB.
La “reference level accuracy” legata al guadagno del filtro IF è ±
0.3 dB.
L’incertezza legata al IF Filter è pari a ± 0.3 dB.
La display fidelity relativa all’amplificatore logaritmico è ± 0.5
dB.
L’incertezza associata alla calibrazione effettuata con un segnale
utile di ampiezza pari a – 20 dBm e frequenza di 50 MHz è ± 0.34 dB.
La sonda isotropica è l’antenna biconica modello PCD 8250, collegata
tramite cavo Teseo all’analizzatore di spettro distante 3 m circa;
in
figura
30
è
riportata
una
foto
cavalletto.
108
dell’antenna
posizionata
sul
Figura 30 Antenna biconica su terrazzo hotel Londra (M.M)
L’antenna PCD 8250 ha un fattore d’antenna pari a ± 1 dB.
Per il fattore di attenuazione del cavo Teseo l’incertezza è pari a
± 0.35 dB.
In base a quanto riportato nel paragrafo 5.7.2.4 si ricava:
σdBm(dB) = (0.342 + 0.52 + 0.32 + 0.32 + 0.462 + 0.32)1/2 = ± 0.9 dB
σAF (dB) = ± 1 dB
σCaj (dB)= ± 0.35 dB
Quindi:
UdBm,j,i = σdBm/√3 = ± 0.5 dB
UAF,j = σAF/2 = ± 0.5 dB
UCA,j = σCaj/2 = ± 0.2 dB
Uc,j,i(V/m) = ± 0.08⋅Ej,i(V/m)
109
5.9 CAMPAGNE DI MISURA
1. CAMPAGNA
DI
MISURA PRESSO HOTEL LONDRA XVI TRAVERSA MILANO
MARITTIMA (CERVIA) 04/07/05
La prima campagna di misura è stata effettuata sul balcone al 5°
piano dell’hotel a 16.5 m di altezza sul livello del mare. Nelle
vicinanze,
precisamente
alle
distanze
ed
altezze
riportate
in
tabella 22, si trovano gli impianti per trasmissione di telefonia
mobile dei Gestori: VODAFONE, TIM, WIND e H3G. Gli impianti di TIM e
OMNITEL comprendono i sistemi GSM 900, DCS 1800 e UMTS; H3G presenta
solo UMTS, mentre WIND GSM 900 e DCS 1800. La campagna di misura è
iniziata alle 10 circa ed è stata conclusa intorno alle 12:30.
Tabella 22 Caratteristiche impianti
GESTORE
ALTEZZA IMPIANTO
DISTANZA DEGLI IMPIANTI
(m)
DAL PUNTO DI MISURA (m)
SUL PIANO ORRIZZONTALE
VODAFONE
27.9
49
TIM
30.95
120
WIND
28.7
161
H3G
27.08
179
Figura 31 Posizione antenne e punto di misura
110
Prima di allestire la postazione per le misure, è stata effettuata
una
prima
ricognizione
con
lo
strumento
a
banda
larga
per
individuare il punto in cui il valore del campo elettrico risultava
essere più elevato. É stato posizionato quindi il cavalletto, su cui
deve essere collocato lo strumento, e la misura è stata prelevata
per 6 minuti. Lo strumento fornisce il valore efficace del campo
elettrico totale presente durante l’intervallo di misura all’interno
della
banda
passante
dello
strumento,
calcolato
mediante
media
trascinata sugli ultimi 6 minuti.
Il valore letto sullo strumento è:
Emis = (Eletto ± 2⋅Uc)= (1.8 ± 0.7) [V/m].
Terminata la misura in banda larga si è allestita la postazione per
effettuare rilevazioni con l’analizzatore di spettro.
Per ogni gestore sono state effettuate tre misure per un intervallo
di tempo di 6 m, corrispondenti alle 3 orientazioni dell’antenna
reciprocamente ortogonali, secondo le specifiche CEI. I parametri
sull’analizzatore sono stati impostati seguendo le indicazioni delle
norme CEI 211-10 VARIANTE 1 e vengono riportati nella tabella 23.
Tabella 23
PARAMETRI IMPOSTATI
MISURA CANALI UMTS NEL DOMINIO
SULL’ANALIZZATORE DI SPETTRO
DELLA FREQUENZA
RBW
100 kHz
VBW
300 kHz
CENTER FREQ
n MHz
FREQ SPAN
5 MHz
SWEEP TIME
300 ms
TRIGGER
_
TRACE
_
MARKER
NORMAL
CHANNEL SPACING
5 MHz
CHANNEL BANDWIDTH
5 MHz
I valori dello spettro UMTS sono stati trascritti manualmente: il
rivelatore utilizzato è di tipo RMS. Nella tabella 24 sono raccolti
i valori del campo elettrico per ciascun operatore, per ciascuna
posizione, il valore totale di ciascun operatore ed il valore totale
111
del campo elettrico UMTS comprensivi del fattore di attenuazione
dell’antenna e del cavo, preimpostati nell’analizzatore e riportati
in
appendice,
con
relativa
incertezza
calcolata
secondo
il
procedimento riportato al paragrafo 5.7.2.4.
Tabella 24
OPERATORE
BANDA DI
CAMPO ELETTRICO
CAMPO ELETTRICO IN
CAMPO ELETTRICO
CAMPO ELETTRICO
FREQUENZA
IN POSIZIONE 1
POSIZIONE 2
IN POSIZIONE 3
TOTALE
ASSEGNATA
(V/m)
(V/m)
(V/m)
(V/m)
MHz
VODAFONE
2158-2168
(0.12 ± 0.01)
(0.13 ± 0.01)
(0.032 ± 0.003)
(0.180 ± 0.001)
TIM
2125-2135
(0.15 ± 0.01)
(0.069 ± 0.005)
(0.15 ± 0.01)
(0.223 ± 0.001)
H3G
2145-2160
(41 ± 3)⋅E-6
(51 ± 4)⋅E-6
(51 ± 4)⋅E-6
(83 ± 4)⋅E-6
(0.287 ± 0.002)
CAMPO ELETTRICO TOTALE UMTS (V/m)
Si nota che la componente del campo elettrico relativa ad H3G è di 4
ordini di grandezza inferiore rispetto alle altre due componenti:
quindi il suo contributo può essere trascurato.
2. CAMPAGNA
DI
MISURA
PRESSO
HOTEL
GRANADA
V
TRAVERSA
MILANO
MARITTIMA (CERVIA) 14/07/05
La
misura
è
iniziata
alle
ore
10:20
sul
balcone
al
5
piano
dell’hotel sul lastricato solare lato ovest a 16.5 m di altezza dal
suolo.
L’impianto
sotto
esame
del
gestore
H3G
è
situato
sull’edificio di fronte all’hotel come mostrato in figura 32, ad un’
altezza di 24 m e ad una distanza dal punto di misura sul piano
orizzontale di 48 m.
112
Figura 32 Strumento in banda larga su balcone hotel Granada. Di fronte impianto H3G
Figura 33 Posizione antenne e punto di misura
113
Lo strumento in banda larga, è stato posizionato nel punto dove il
valore del campo elettromagnetico è risultato più elevato dopo una
prima ricognizione.
Operando con la stessa modalità della campagna di misura precedente
è stata effettuata una prima rilevazione del campo elettromagnetico
totale, che è risultato essere pari a:
Emis = (Eletto ± 2⋅Uc)= (1.0 ± 0.5) [V/m].
Ad ogni valore di misura viene quindi associata l’incertezza estesa
con un fattore di copertura k=2.
Per
quanto
riguarda
la
misura
in
banda
stretta
si
è
impostato
l’analizzatore di spettro con i parametri riportati in tabella 25
come prescritto dalle norme CEI.
Tabella 25
PARAMETRI IMPOSTATI
MISURA CANALI UMTS NEL
SULL’ANALIZZATORE DI SPETTRO
DOMINIO DELLA FREQUENZA
RBW
100 kHz
VBW
300 kHz
CENTER FREQ
2152.5 MHz
FREQ SPAN
5 MHz
SWEEP TIME
300 ms
TRIGGER
_
TRACE
_
MARKER
NORMAL
CHANNEL SPACING
5 MHz
CHANNEL BANDWIDTH
5 MHz
Nella tabella 26 sono raccolti i valori del campo elettrico per
ciascuna posizione ed il valore totale del campo elettrico UMTS
comprensivi del fattore di attenuazione dell’antenna e del cavo,
preimpostati
nell’analizzatore
e
riportati
in
appendice,
con
relativa incertezza calcolata secondo il procedimento riportato al
paragrafo 5.7.2.4
114
CAMPO
CAMPO
CAMPO
CAMPO
ELETTRICO IN
ELETTRICO IN
ELETTRICO IN
ELETTRICO
ASSEGNATA
POSIZIONE 1
POSIZIONE 2
POSIZIONE 3
TOTALE
MHz
(V/m)
(V/m)
(V/m)
(V/m)
2145-2160
(0.18 ± 0.01)
(0.54 ± 0.04)
(0.22 ± 0.02)
(0.61 ± 0.08)
2155155000
OPERATORE
H3G
BANDA DI
FREQUENZA
2152980000
Tabella 26
2154720000
2154285000
2153850000
2153415000
2152545000
2152110000
2151675000
2151240000
2150805000
2150370000
-1,00E+01
2149935000
-5,00E+00
2149500000
0,00E+00
-1,50E+01
Serie3
-2,00E+01
Serie1
Serie2
-2,50E+01
-3,00E+01
-3,50E+01
-4,00E+01
Figura 33 Spettri del campo elettrico prelevati nelle tre orientazioni dell’antenna
In figura 33 sono mostrati i tre spettri del campo elettromagnetico
nelle tre orientazioni dell’antenna.
3. CAMPAGNA
DI
MISURA
PRESSO
HOTEL
ANTONY
VIALE
TITANO
144
PINARELLA DI CERVIA 14/07/05
La misura è iniziata alle ore 12:15 sul balcone di una camera lato
nord-ovest
dell’hotel
Antony
al
terzo
piano
a
circa
10.5
m
di
altezza dal suolo. Sull’edificio è installato l’impianto del gestore
TIM, a 7 m di distanza sul piano orizzontale dal punto di misura e
ad un’altezza di 23.95 m, mentre sul centro commerciale limitrofo è
installato
distanza
l’impianto
sul
piano
di
Vodafone
orizzontale
di
ad
altezza
141
m
dal
di
29
punto
m
e
di
ad
misura.
Entrambe i gestori presentano sistemi GSM 900, DCS 1800 e UMTS.
115
una
Figura 34 Posizione antenne e punto di misura
Lo strumento in banda larga, è stato posizionato nel punto dove il
valore del campo elettromagnetico è risultato più elevato dopo una
prima ricognizione . Il valore totale di campo magnetico presente è:
Emis = (Eletto ± 2⋅Uc)= (2.4 ± 0.9) [V/m].
Ad ogni valore di misura viene quindi associata l’incertezza estesa
con un fattore di copertura k=2.
La
misura
in
banda
stretta
è
stata
effettuata
impostando
l’analizzatore con gli stessi parametri riportati in tabella 25 con
l’unica modifica relativa al centro frequenza che in questo caso è
2162.7 MHz per Vodafone e 2127.5 MHZ per TIM.
Nella tabella 27 sono raccolti i valori del campo elettrico per
ciascun
operatore,
ciascun
operatore
per
ed
il
ciascuna
valore
posizione,
totale
del
il
valore
campo
totale
elettrico
di
UMTS
comprensivi del fattore di attenuazione dell’antenna e del cavo,
preimpostati
nell’analizzatore
e
riportati
in
appendice,
con
relativa incertezza calcolata secondo il procedimento riportato al
paragrafo 5.7.2.4.
116
Tabella 27
OPERATORE
BANDA DI
CAMPO ELETTRICO
CAMPO ELETTRICO
CAMPO ELETTRICO
CAMPO ELETTRICO
FREQUENZA
IN POSIZIONE 1
IN POSIZIONE 2
IN POSIZIONE 3
TOTALE
ASSEGNATA
(V/m)
(V/m)
(V/m)
(V/m)
MHz
VODAFONE
2158-2168
(0.099 ± 0.008)
(0.064 ± 0.005)
(0.032 ± 0.003)
(0.122 ± 0.007)
TIM
2125-2135
(0.027 ± 0.002)
(0.027 ± 0.002)
(0.034 ± 0.003)
(0.051 ± 0.002)
(0.132 ± 0.006)
CAMPO ELETTRICO TOTALE UMTS (V/m)
In figura 35 è mostrato lo spettro della rilevazione relativa alla
posizione 3 dell’antenna per Vodafone.
2E+09
2E+09
2E+09
2E+09
2E+09
2E+09
2E+09
2E+09
2E+09
2E+09
2E+09
2E+09
2E+09
-5,00E+00
2E+09
0,00E+00
-1,00E+01
-1,50E+01
-2,00E+01
Serie2
-2,50E+01
-3,00E+01
-3,50E+01
-4,00E+01
-4,50E+01
Figura 35 Spettro relativo alla componente del campo elettrico in posizione 3
4. CAMPAGNA DI MISURA PRESSO OSPEDALE DI CERVIA 14/07/’05
La
misura
all’ultimo
è
iniziata
piano
alle
ore
dell’ospedale
di
15.25
sulla
Cervia.
scala
L’impianto
antincendio
più
vicino
dista 232 m sul piano orizzontale dal punto di misura ed è quello di
Vodafone: esso è mostrato in figura 36 e 37. L’impianto è collocato
su un traliccio ad un’altezza di 28.8 m, mentre il punto di misura
si trova a 11 m di altezza dal suolo. Sono presenti i sistemi GSM
900, DCS 1800 e UMTS.
117
Figura 36 Impianto Vodafone vicino ad ospedale
Figura 37 Posizione antenne e punto di misura
118
Prima è stato prelevato il valore del campo elettromagnetico totale,
con strumentazione in banda larga, pari a:
Emis = (Eletto ± 2⋅Uc)= (0.7 ± 0.4) [V/m].
Ad ogni valore di misura viene quindi associata l’incertezza estesa
con un fattore di copertura k=2.
La
misura
in
banda
stretta
è
stata
effettuata
impostando
l’analizzatore con gli stessi parametri riportati in tabella 25 con
l’unica modifica relativa al centro frequenza che in questo caso è
2162.5 MHz.
Nella tabella 28 sono raccolti i valori del campo elettrico per
ciascuna posizione ed il valore totale del campo elettrico UMTS
comprensivi del fattore di attenuazione dell’antenna e del cavo,
preimpostati
nell’analizzatore
e
riportati
in
appendice,
con
relativa incertezza calcolata secondo il procedimento riportato al
paragrafo 5.7.2.4
Tabella 28
OPERATORE
BANDA DI
CAMPO ELETTRICO
CAMPO ELETTRICO
CAMPO ELETTRICO
CAMPO ELETTRICO
FREQUENZA
POSIZIONE 1
POSIZIONE 2
POSIZIONE 3
TOTALE
ASSEGNATA
(V/m)
(V/m)
(V/m)
(V/m)
(0.068 ± 0.005)
(0.100 ± 0.008)
(0.043 ± 0.003)
(0.128 ± 0.007)
MHz
VODAFONE
2158-2168
ospedale
dBm
2164887500
2164600000
2164312500
2164025000
2163737500
2163450000
2163162500
2162875000
2162587500
2162300000
2162012500
2161725000
2161437500
2161150000
2160862500
2160575000
-1,50E+01
2160287500
-1,00E+01
2160000000
0,00E+00
-5,00E+00
-2,00E+01
Serie1
-2,50E+01
Serie2
-3,00E+01
Serie3
-3,50E+01
-4,00E+01
-4,50E+01
-5,00E+01
freq
Figura 38 spettri del campo elettrico nelle tre posizioni dell’antenna
119
In figura 38 sono mostrati i tre spettri del campo elettromagnetico
nelle tre orientazioni dell’antenna.
5.10 CONSIDERAZIONI CONCLUSIVE
Tutte le misurazioni sono state effettuate con la strumentazione
dell’Arpa
di
Ravenna
e
con
la
collaborazione
dei
tecnici
del
Servizio Sistemi Ambientali della sezione provinciale di Ravenna,
che
mi
hanno
L’analizzatore
accompagnato
di
spettro
in
in
tutte
le
dotazione
campagne
all’Arpa
di
di
misura.
Rimini
non
presenta infatti la possibilità di effettuare misure in modalità
Channel Power.
Dalle misure effettuate e dai dati raccolti emerge che i valori di
campo elettromagnetico presenti nei punti più significativi, cioè
nelle
vicinanze
degli
impianti
per
la
telefonia
mobile,
sono
inferiori di molto ai limiti fissati dalle normative. In particolare
dalle
nostre
campagne
di
misura
il
valore
più
alto
prelevato
è
risultato essere (2.4 ± 0.9) V/m in banda larga, comprendente quindi
ogni
possibili
sorgente
di
emissione
presente
al
momento
della
misura. Discriminando poi le varie componenti dello spettro tramite
analizzatore, il campo elettromagnetico generato da impianti UMTS è
risultato al massimo pari a (0.61±0.08) V/m, nella seconda campagna
di misura in cui la SRB si trova in prossimità del punto di misura
come mostrato in figura 32.
In tabella 29 sono riportati i valori di campo elettromagnetico in
banda larga, i valori di campo elettromagnetico totale UMTS, il
rapporto tra valore di campo elettromagnetico totale UMTS e valore
di campo elettromagnetico in banda larga e la corrispondente % per
le 4 campagne di misura effettuate.
120
Tabella 29
CAMPAGNA
CAMPO ELETTRICO
CAMPO ELETTRICO
RAPPORTO
% EUMTS
DI MISURA
BANDA LARGA [V/m]
TOTALE UMTS [V/m]
EUMTS/ETOT
su ETOT
1
(1.8 ± 0.7)
(0.287 ± 0.002)
(0.16 ± 0.06)
16
2
(1.0 ± 0.5)
(0.61 ± 0.08)
(0.6 ± 0.4)
60
3
(2.4 ± 0.9)
(0.132 ± 0.006)
(0.06 ± 0.02)
6
4
(0.7 ± 0.4)
(0.128 ± 0.007)
(0.2 ± 0.1)
20
Sia dalle misure effettuate che dai dati riportati precedentemente
emerge che l’impatto del sistema UMTS dal punto di vista del campo
elettromagnetico prodotto nell’ambiente risulta basso, rispetto ai
segnali
in
tecnologia
UMTS.
È
da
notare
che
per
sistemi
misti
(contemporanea presenza di segnali con frequenze GSM e UMTS) il
livello di campo EUMTS risulta sempre inferiore al 20% del valore di
campo totale ETOT. Nella seconda campagna di misura, in cui l’unico
segnale presente è rappresentato dal sistema UMTS, si nota che il
valore totale di campo elettrico, ETOT è confrontabile con il campo
EUMTS, considerando che è sempre presente un campo elettromagnetico di
fondo.
La
complessa
miglioramenti
livelli
di
tecnologia
sulla
potenza
macrodiversità 11.
II
utilizzata
capacità
e
di
mira
contemporaneamente
contenuti:
tipo
infatti
un
accesso
esempio
è
multiplo,
ad
ad
la
ottenere
operare
con
funzione
di
CDMA,
inoltre
è
disturbato da livelli elevati e non uniformi di potenza. Attraverso
lo
studio
del
funzionamento
del
sistema
si
nota
che
esistono
algoritmi specifici “RRM” (Radio Resource Menagment) che mirano a
garantire la massima capacità del sistema conservando però i livelli
di qualità a valori prestabiliti ed il livello di interferenza e
carico
al
di
sotto
di
opportune
soglie.
L’Admission
Control
ad
esempio vaglia ogni richiesta di chiamata per evitare che il sistema
vada in crisi a causa dell’aumento indiscriminato di interferenza
(in altri termini di potenza nelle celle). Il Power Control fa sì
11
vedi paragrafo 3.4.7 pp 62 capitolo 3.
121
che la potenza ricevuta dalla SRB in presenza di più stazioni mobili
sia allo stesso livello in modo da evitare squilibri di potenza tra
i segnali ricevuti.
Il
Congestion
carico
della
Control
cella
“sorveglia”
in
continuazione
(potenza/interferenza)
e
lo
agisce
in
stato
di
modo
da
prevenire eventuali cadute delle chiamate in corso. Il soft Handover
e softer Handover
12
si occupano del passaggio da una cella all’altra
aventi la stessa frequenza.
In dispense fornite ad Arpa da H3G 13 viene presentato un confronto
tra sistema WCDMA e GSM 1800 in condizioni omogenee, ossia:
−
Servizio voce
−
Siti-trisettoriali
−
Copertura indoor
−
Due ambienti considerati: urbano e suburbano
−
Fading alla Rayleigh e lognormale inclusi
Nelle tabelle 30 e 31 sono riportate le caratteristiche generali
degli apparati considerati:
Tabella 30
GSM
Output power
Sensitivity
[dBm]
[dBm]
SRB
40
-110
MS power class 1
30
-104
Tabella 31
WCDMA
Output power
Sensitivity [dBm]
[dBm]
(speech 12.2 kbps)
SRB
43
-124.9
UE power class 4
21
-118.4
Dal confronto emerge che per servire lo stesso numero di utenti
simultanei (48), nello stesso raggio di copertura (540 m) e nello
stesso ambiente (urbano), il sistema GSM necessità di una potenza di
12
13
vedi paragrafo 3.4.7 pp 62 capitolo 3.
M. Caselli, Area centro – nord H3G, “Introduzione alla gestione della risorsa
radio nel WCDMA”.
122
trasmissione maggiore (18.4 W) sia alla SRB, che al mobile (30 dBm)
rispetto al WCDMA (10 W per la SRB e 16.6 dBm per il mobile).
In termini di campo elettrico E per la tratta down-link il risparmio
di potenza è valutabile dalla relazione:
E=
P ⋅ G ⋅ 30
D
(5.24)
se il rapporto tra le potenze UMTS e GSM è X, allora il rapporto dei
medesimi
campi
generati
√X
risulta
(analogamente
in
termini
di
distanze). Dagli esempi si ottiene:
Tabella 32
Ambiente
PUMTS/PGSM
E
d
Urbano
54.3 %
EUMTS = 74 % EGSM
dUMTS = 74 %dGSM
Suburbano
60.2 %
EUMTS = 78 % EGSM
dUMTS = 78 %dGSM
Per quanto riguarda la tratta up-link nel caso del GSM il mobile
(MS) non trasmette in modo continuo come accade per un utente (UE)
del
WCDMA,
ma
per
1/8
del
tempo.
Considerando
questa
discretizzazione temporale, per gli esempi considerati si ottiene:
Tabella 33
Ambiente
Potenze Tx dai mobili
Urbano
PUE=36.3 %PMS
Suburbano
PUE=33.8 %PMS
123
CAPITOLO 6 SIMULAZIONE DI DIVERSI SCENARI
DI IMPLEMENTAZIONE DELLA RETE UMTS
Lo
scopo
di
questo
capitolo
è
realizzare
diverse
situazioni
di
copertura con sistema UMTS di un’area quadrata di 100 km2 e di
valutare
i
livelli
di
campo
elettromagnetico
ambientale
generati
dalle stazioni radio base. Si fissano delle condizioni iniziali, che
riguardano i requisiti minimi (bit-rate del servizio, carico della
rete, margine di interferenza), la qualità del servizio, la potenza
massima di trasmissione delle stazioni radio base, il modello di
propagazione. Tramite il bilancio di tratta (link budget) si ricava
il raggio di copertura di una cella e dal rapporto tra la superficie
totale (100 km2) e l’area della singola cella si stabilisce il numero
di
SRB
da
installare
sul
territorio.
Il
calcolo,
data
la
complessità, presenta inevitabili approssimazioni: è da ritenersi
puramente teorico, ma comunque fondamentale per fornire linee guida
per la progettazione della copertura. La disposizione sul territorio
delle stazioni radio base è pianificata in modo da ottimizzare la
copertura: si ottiene una configurazione a scacchiera in cui le
distanza tra le SRB sono pari ad una volta e mezzo il raggio di
copertura.
Per la valutazione dei livelli di campo nell’area considerata si
utilizzano i programmi NFA2K e Aldemap.
Sono stati ipotizzati quattro scenari. I primi tre scenari sono
caratterizzati
da
variazioni
nel
carico
della
rete:
si
desidera
ottenere una proiezione su come l’incremento di traffico per un
determinato
presente
servizio
nell’area
può
incidere
considerata.
sul
campo
Successivamente
elettromagnetico
si
sviluppa
uno
scenario caratterizzato da celle con raggio più piccolo e stazioni
radio
base
di
caratteristiche
potenza
globali
inferiore,
della
rete
mantenendo
(capacità
costanti
totale
e
tipo
le
di
traffico). Lo scopo è valutare se la copertura realizzata con un
124
numero
di
celle
maggiore
ma
di
minore
potenza
determina
sul
territorio livelli di campo elettromagnetico inferiori.
6.1 GENERALITÀ SULLA COPERTURA CELLULARE DI UN’ AREA
La realizzazione di collegamenti, fisso-mobile o mobile-mobile, tra
utenti
all’interno
di
un’area,
copertura
si
cellulare,
attua
mediante la suddivisione del territorio in tante porzioni (celle),
ognuna delle quali prevede una stazione dedicata.
Nel sistema UMTS la potenza della stazione base (Node B) è condivisa
da
tutte
le
connessioni
all’interno
della
stessa:
la
potenza
disponibile quindi per un certo collegamento varia in base al carico
(numero di utenti all’interno della cella e bit-rate del servizio
richiesto) e dalla posizione degli utenti connessi.
Il traffico offerto e la copertura cellulare nella rete UMTS sono
dipendenti gli uni dagli altri: l’area di copertura di una data
stazione base si adatta al traffico presente. Ad esempio quando una
cella è pesantemente caricata, l’algoritmo di controllo automatico
della potenza impone a tutti i terminali di aumentare la potenza
trasmessa. Come conseguenza si verifica che i terminali distanti
dalla
stazione
base
potrebbero
non
essere
più
in
grado
di
connettersi: le chiamate vengono interrotte o il servizio sospeso e
la
cella
diviene
effettivamente
più
piccola.
Il
fenomeno
appena
descritto è detto CELL BREATHING ed è tipico dei sistemi cellulari
CDMA.
La
copertura
comportamento
non
può
essere
effettivo
d’attività/silenzio):
valutata
degli
ciò
senza
utilizzatori
richiede
una
considerare
(velocità,
simulazione
il
periodi
dinamica
che
tiene nella dovuta considerazione questo aspetto.
Tale
situazione
reagisce
a
non
periodi
si
di
verifica
nel
congestione
sistema
bloccando
GSM
il
dove
nuovo
la
rete
servizio
richiesto che supera la capacità del sistema indipendentemente dalla
posizione del terminale.
125
Nel sistema GSM la pianificazione della copertura e della capacità
sono
indipendenti.
La
prima
dipende
dall’intensità
del
segnale
ricevuto, cioè la copertura è limitata principalmente dall’intensità
del
minimo
segnale
ricevuto,
mentre
la
capacità
dipende
dall’allocazione delle frequenze.
Un’importante caratteristica dei sistemi di terza generazione è il
fattore di riuso unitario delle frequenze, ossia celle adiacenti
hanno la stessa frequenza portante ed in ciascuna cella è utilizzata
l’intera ampiezza di banda.
6.2
FATTORI
CHE
INFLUENZANO
LA
PROPAGAZIONE
DEL
SEGNALE IN AMBIENTE RADIOMOBILE
La
propagazione
del
segnale
in
ambiente
radiomobile
risulta
complessa poiché non è quasi mai possibile garantire la visibilità
radio tra le antenne interessate. Rispetto alla condizione di spazio
libero, ossia assenza di ostacoli, in cui il segnale si attenua in
maniera
inversamente
un’attenuazione
che
proporzionale
dipende
dalla
alla
distanza,
posizione,
dalla
si
presenza
ha
di
ostruzioni sul percorso e di cammini multipli (echi o repliche del
segnale trasmesso).
Le tre componenti principali di attenuazione rilevabili sono:
−
Un termine dominante funzione della distanza, con andamento dα
con α=3,4, che è dovuto oltre all’attenuazione di spazio libero
anche a fenomeni di riflessione del suolo, alla presenza di
vegetazione e ad ogni altra caratteristica media dell’ambiente
sede della propagazione.
−
Oscillazioni lente (fading lento o shadowing) non trascurabili
su scale di distanza dell’ordine di alcune lunghezze d’onda:
l’attenuazione è dovuta all’ombreggiamento del segnale, causato
da ostacoli di varia natura. Ciò può comportare un andamento
non monotonamente crescente dell’attenuazione con la distanza.
−
Oscillazioni veloci (fading rapido) dovute all’interferenza tra
le
onde
corrispondenti
a
126
diversi
cammini.
L’andamento
dell’attenuazione
in
funzione
della
distanza
presenta
oscillazioni di ampiezza non trascurabile, confrontabili con la
lunghezza d’onda.
Dato che l’utente è dotato di mobilità, si ha che l’attenuazione è
funzione
del
velocità
di
tempo,
con
rapidità
spostamento.
di
Fading
variazione
rapido
dipendente
e
lento
dalla
agiscono
contemporaneamente: le variazioni dovute alle ostruzioni di percorso
essendo più lentamente variabili nello spazio lo sono anche nel
tempo. Si possono considerare quindi un termine principale A(t) di
attenuazione a variazione lenta, cui si attribuisce la riduzione di
potenza del segnale ed un termine, normalmente trascurabile, H(f,t)
che tiene conto delle variazioni rapide. La valutazione del termine
A è fondamentale per la pianificazione delle coperture e la stesura
di uno schema cellulare sul territorio. Le variazioni del segnale
sono spesso causate, per quel che riguarda le fluttuazioni lente,
dal fatto che la stazione mobile si muove nelle zone d’ombra di
colline o edifici: il fading lento è spesso chiamato “shadowing”.
Attraverso
misure
sperimentali
si
ha
che
la
componente
lenta
dell’attenuazione può essere ben approssimata da una distribuzione
lognormale,
con
deviazione
standard
compresa
tra
4
e
12
dB,
dipendente dalla frequenza e dall’ambiente.
6.3 PROBABILITÀ DI COPERTURA DI UN’ AREA
In un ambiente omogeneo, in condizioni di propagazione uniformi, si
può assumere che il valore medio locale xM del segnale ricevuto
dipenda dalla distanza r dall’antenna trasmittente secondo rα, con α
costante in tutta l’area di ricezione considerata. Avendo ipotizzato
uno
shadowing
log-normale,
la
potenza
del
segnale
ricevuto
è
espressa in dB da una variabile casuale x (dipendente da rα come già
detto) caratterizzata da una distribuzione normale con valor medio xM
e deviazione standard σ (shadowing log-normale).
La densità di probabilità di x è data da:
127
⎡ − ( x − x M )2 ⎤
⋅ e⎢
p ( x) =
⎥.
2
σ ⋅ 2 ⋅π ⎣ 2 ⋅σ
⎦
1
(6.1)
Se x0 è il livello minimo di potenza ricevuta che assicura un livello
di
segnale
accettabile
in
presenza
di
fading
alla
Rayleigh,
la
probabilità che la potenza ricevuta x ad una certa distanza R superi
la soglia prefissata x0 (Contour Coverage Probability) equivale alla
percentuale del perimetro della cella di raggio R caratterizzata da
un segnale ricevuto superiore alla soglia detta Location Probability
(LP):
∞
LPx0(R)=P[x>x0]=
1
1
⎛ x0 − x M ⎞
⎟.
2 ⋅σ ⎠
∫ p( x) ⋅ dx = 2 − 2 ⋅ erf ⎜⎝
x0
(6.2)
Se il valore di soglia minima è assunto essere uguale al valore
mediano della potenza a bordo cella, si ha che solo il 50% delle
località sul bordo cella sono coperte. Per ottenere dei valori di LP
superiori bisogna assicurare che il valore mediano a bordo cella sia
superiore alla soglia minima richiesta di un margine M in dB che
varia a seconda della LP e della deviazione standard dello shadowing
log-normale come mostrato in figura 39.
Figura 39 Curve di location probability al variare del margine per diversi valori della
deviazione standard σ dello shadowing lognormale indicata in fisura con s
128
Il requisito di copertura da soddisfare è relativo all’area utile di
servizio Fu (Area Coverage Probabilità (ACP)), che si calcola in base
alla percentuale di punti coperti all’interno di una cella generica
R.
Sia Px0 (cioè P[x>x0]=LPx0(R)) la probabilità che il segnale superi la
soglia x0 in un elemento d’area dA:
Fu =
1
⋅ Px0 ⋅ dA .
π ⋅ R2 ∫
Se x M = k − 10 ⋅ α ⋅ log10
(6.3)
r
, dove k è una costante in dB dipendente dalla
R
potenza trasmessa, dal guadagno e dall’altezza dell’antenna allora:
r⎤
⎡
⎢ x0 − k + 10 ⋅ α ⋅ log10 R ⎥
1 1
Px 0 = − ⋅ erf ⎢
⎥.
2 2
σ⋅ 2
⎥
⎢
⎥⎦
⎣⎢
Se poniamo β =
x0 − k
σ⋅ 2
e γ =
(6.4)
10 ⋅ α ⋅ log10 e
σ⋅ 2
si ottiene l’espressione di Fu
data da:
Fu =
1 1
r⎞
⎛
− 2 ⋅ ∫ r ⋅ erf ⎜ β + γ ⋅ log ⎟ ⋅ dr .
2 R 0
R⎠
⎝
In
figura
R
40
è
mostrato
(6.5)
l’andamento
dell’ACP
in
funzione
del
rapporto tra deviazione di shadowing log-normale ed il coefficiente
di propagazione riportati sull’asse x per diversi valori di LP.
Figura 40 andamento di ACP
in funzione di σ/α diversi valori di LP
129
6.4 BILANCIO DI TRATTA-LINK BUDGETÈ un metodo analitico basato sulla conoscenza dei parametri del
sistema radioelettrico. Lo scopo del link budget è calcolare la
massima attenuazione permessa tra stazione base e mobile per un dato
servizio, determinare quindi il raggio di ciascuna cella ed infine
il numero di stazioni base richieste per coprire una data area.
Il calcolo riguarda sia la tratta up-link che quella down-link: è
scelto
il
raggio
che
dalle
due
tratte
risulta
più
piccolo;
la
condizione sull’uplink corrisponde nella maggioranza dei casi alla
più
stringente.
Generalmente
l’up-link
è
la
tratta
limitata
in
copertura mentre il down-link in interferenza: infatti la stazione
base
ha
tipicamente
10-40
W
(40-46
dBm)
di
potenza
di
uscita
disponibile mentre il mobile 0.125-0.250 W (21-24 dBm). Gli elementi
coinvolti nel bilancio riguardano le caratteristiche della BS, il
tipo
di
servizio,
le
caratteristiche
della
MS,
margini
di
interferenza e di attenuazione.
6.4.1 ANALISI DEI FATTORI COINVOLTI NEL BILANCIO DI TRATTA
Il link budget per il sistema UMTS comprende fattori che fanno parte
dei requisiti minimi di servizio e altri che rientrano nella qualità
del servizio (QoS).
Considerando come esempio la tratta up-link, della prima categoria
fanno parte: i parametri relativi al trasmettitore (UE, stazione
mobile) – massima potenza di trasmissione, guadagno dell’antenna,
attenuazione del corpo umano; i parametri relativi al ricevitore
(BS, stazione base)- densità di rumore termico, cifra di rumore del
ricevitore,
ricevitore,
densità
di
margine
rumore
di
del
ricevitore,
interferenza,
potenza
potenza
di
di
rumore
interferenza
ricevitore, rumore effettivo totale più interferenza, guadagno di
processo,
antenna,
Eb/N0
richiesto,
attenuazione
cavi,
sensibilità
margine
di
ricevitore,
fast
fading.
guadagno
Dalla
di
somma
algebrica di tali fattori si ricava un’attenuazione di propagazione
“massima”; l’attenuazione di propagazione “consentita” per il raggio
130
della
cella
si
calcola
prendendo
in
esame
anche
i
requisiti
di
qualità del servizio. Essi sono: la probabilità di copertura (ACP),
la
deviazione
modello
di
standard
del
propagazione,
fading
il
lognormale,
margine
di
fading
l’esponente
del
lognormale,
il
guadagno di softhandover e le attenuazioni dovute alla presenza dei
cavi e del corpo umano.
I parametri relativi alla stazione mobile (UE) in trasmissione sono:
−
La Potenza di trasmissione massima (a) assunta pari a 21 dBm
nel caso si utilizzi il terminale per servizio voce e 24 dBm
per servizio dati.
−
Il guadagno dell’antenna (b) vale 2 dBi in caso di terminale
utilizzato per servizio dati e 0 dBi per servizio voce.
−
L’attenuazione
dovuta
alla
presenza
del
corpo
umano
(c)
è
fissata pari a 3 dB nel caso il terminale sia utilizzato per
servizio voce e 0 dB per servizio dati.
−
La
potenza
(EIRP)
(d)
equivalente
si
irradiata
ricava
da
sommando
un
radiatore
i
termini
isotropo
descritti
precedentemente.
d = a+b-c
Per quanto riguarda la stazione base:
-
La densità spettrale di rumore all’ingresso del ricevitore (g)
è ricavabile dalla formula:
Nrf=k⋅T+NF
dove k⋅T è la densità di rumore termico pari a -174 dBm/Hz, con
k costante di Boltzmann pari a 1.381⋅10-23 J/K e T temperatura
in
gradi
Kelvin
(T=290
K);
NF
è
la
cifra
di
rumore
del
ricevitore della stazione base, scelta pari a 5 dB.
-
La potenza di rumore del ricevitore (h) è pari a:
-
-
h=g+log(3840000)
[dBm].
Il margine di interferenza (i) deve corrispondere al valore di
noise rise (carico) previsto, ossia all’incremento di rumore
dovuto
all’interferenza
in
aggiunta
131
al
rumore
termico.
Il
margine di interferenza di 1 dB corrisponde ad un carico (ρ)
del 20%; 3 dB corrispondono ad un fattore di carico del 50%; 6
dB corrispondono ad un fattore di carico del 75%. Il margine di
interferenza
è
legato
al
fattore
di
carico
attraverso
seguente formula: i = -10⋅log(1-ρ)
-
La
potenza
di
interferenza
del
la
(6.6)
ricevitore
(j)
si
calcola
dall’espressione:
-
[dBm].
Il rumore effettivo totale + interferenza (k) vale:
-
-
j=10⋅log(10^(h+i)/10-10^(h/10))
k=10⋅log(10^(h/10)+10^(j/10))
[dBm].
Il guadagno di processo (l) vale:
-
l=10⋅log(chip rate/bit rate)
[dBm].
dove il chip-rate è pari a 3840 kbit/s e il bit-rate varia a
seconda del servizio richiesto.
-
Eb/N0 richiesto (m) è il rapporto tra la densità spettrale di
potenza del segnale utile e quella del segnale interferente,
dopo le operazioni di despreading. Per la scelta del parametro
si è fatto riferimento alle specifiche ETSI TR 125 942 V4.0.0
(2001-09).
-
La
sensibilità
del
ricevitore
(n)
si
ottiene
dalla
somma
algebrica dei termini sopraindicati:
n=m-l+k
[dB]
ed indica la sensibilità richiesta al ricevitore in determinate
condizioni di rumore termico, interferenza, tipo di servizio e
qualità del segnale.
−
Il guadagno di antenna della stazione base (o) tipicamente è
dell’ordine di 18 dBi per antenne settoriali, e 11 dBi per
antenne omnidirezionali.
−
Il margine di fast fading (margine di controllo di potenza) (q)
è aggiunto alla potenza di trasmissione della stazione mobile
per garantire il corretto funzionamento del fast power control.
Nel calcolo semplificato può essere trascurato.
132
−
L’attenuazione di propagazione massima (r) è pari a:
r=d-n+o-p-q
[dB]
dove q (fast fading) è nel nostro caso trascurato.
L’attenuazione
massima
dipende
quindi
dalle
caratteristiche
dell’emettitore, del ricevitore (sensibilità) e della stazione
base.
−
Probabilità
di
copertura
[%]
viene
fissata
a
priori
e
rappresenta la percentuale di punti, all’interno dell’area di
servizio, nei quali si vuole garantire la copertura. Nel nostro
calcolo fissiamo 80%.
−
Deviazione
standard
propagazione
del
fading
segnale
log-normale
nell’ambiente;
è
legata
alla
nel
nostro
caso
assumiamo un valore di 11 dB.
−
L’esponente del modello di propagazione dipende dal tipo di
modello adottato, nel nostro caso Okumura-Hata con esponente
pari a 3.5 per i primi tre scenari e 4 per il 4^ scenario.
−
Il margine di fading log-normale (s) si ricava dal grafico di
figura 39. Fissati la probabilità di copertura, la deviazione
standard
fading
log-normale
e
l’esponente
del
modello
di
propagazione, dalla figura 40 si ottiene la CCP e quindi dalla
figura 39 il margine di fading log-normale. Nelle condizioni
imposte precedentemente la CCP risulta essere pari al 60% ed il
margine di fading log-normale pari a 2.2 dB nei primi tre
scenari e 2.9 nel 4^ scenario.
−
Attenuazione di propagazione consentita per la cella (v) è pari
a
v=r-s
[dB]
e dunque dipende dall’attenuazione massima e dal fading lognormale.
133
6.5 MODELLO DI PROPAGAZIONE E LIMITI DI VARIABILITÀ
Il modello di propagazione fornisce una stima del valore mediano del
segnale
nell’ambiente
considerato
e
permette
di
convertire
l’attenuazione di propagazione “consentita” per la cella, espressa
in dB, nel raggio massimo della cella in km.
I modelli sono classificati in:
•
Modelli
empirici
Utilizzano
(Okumura-Hata).
pochi
parametri
Possono
fornire
derivati da estese campagne di misura.
•
Modelli
statistici
(Walfish-Ikegami).
previsioni a banda larga e a banda stretta.
•
Modelli semi-deterministici (Berg). Utilizzano pochi parametri
topologici e di collegamento.
•
Modelli
deterministici
(Ray-Tracing).
Forniscono
previsioni
accurate sia a banda stretta che a banda larga.
Nei calcoli svolti si usa il modello di Okumura-Hata, semplificato
in base alle nostre condizioni. É stato sviluppato a partire da
misure utilizzate da Okumura a Tokio nel 1968: la formula è stata
poi fornita da Hata nel 1980. Essa fornisce una stima del valore
mediano del campo funzione della distanza dall’antenna e di altri
parametri
di
sistema
secondo
la
seguente
espressione
dell’attenuazione:
L(dB)=69.55+26.16⋅logf-13.82⋅loghBS-a(hMS)+(44.9-6.55⋅loghBS)⋅logR
(6.7)
f = frequenza in MHz;
hBS
=
altezza
equivalente
della
BS
in
m
(si
tiene
conto
dell’irregolarità del terreno);
a(hMS)
=
parametro
legato
all’altezza
sul
terreno
solitamente si trascura.
R = raggio della cella in km.
I limiti di applicabilità sono: hBS ≥ 30 m e R≥ 1 km.
134
della
MS,
6.6
CALCOLO
DEL
RAGGIO
DELLA
CELLA
IN
DIVERSE
calcolo,
dovuto
principalmente
SITUAZIONI
Data
la
complessità
del
all’importanza delle previsioni di traffico che richiedono strumenti
di simulazione dinamica, bisogna introdurre delle semplificazioni
per il nostro modello.
Si considera uno scenario ideale con celle aventi tutte le stesse
caratteristiche ed una distribuzione del carico uniforme tra tutte
le celle.
Per
quanto
riguarda
l’ambiente
di
propagazione
si
considera
un
territorio uniforme con caratteristiche simili allo spazio libero,
dove
l’attenuazione
suppone
inoltre
che
principalmente
in
un
certo
è
dovuta
istante
alla
distanza.
(snapshot)
il
Si
servizio
utilizzato sia lo stesso, caratterizzato da un unico bit-rate, sia
in uplink che in downlink e dal fatto che gli utenti si trovano
all’aperto e fermi.
Si
fissano
le
condizioni
di
carico
della
rete,
le
potenze
di
trasmissione delle stazioni base e la probabilità di copertura.
I valori di Eb/N0 sono presi dalle specifiche ETSI TR 125 942 V4.0.0
(2001-09). Si utilizza il modello di propagazione di Okumura-Hata in
una forma semplificata fissando fc = 1950 MHz e hBS=30 m, quindi da:
L(dB)=69.55+26.16⋅logf-13.82⋅loghBS+(44.9-6.55⋅loghBS)⋅logR,
si ottiene:
(6.8)
L=135+35⋅log10R
Nelle successive tabelle viene presentato il calcolo del link budget
per tre diverse situazioni di carico della rete, considerando il
servizio
con
bit-rate
di
144
kbit/s.
Lo
scopo
è
di
valutare
l’impatto della crescita del traffico sul numero di stazioni radio
base da installare sul territorio e quindi sui livelli di campo a
cui è esposta la popolazione.
135
1^ SCENARIO
TRATTA UPLINK
CARICO (ρ) AL 20% (margine di interferenza 1 dB)
TRASMETTITORE MOBILE (UE)
Potenza di trasmissione max [dBm]
24
A
Guadagno antenna [dBi]
2
B
Attenuazione corpo umano [dB]
0
C
EIRP [dBm]
26
D
D=A+B-C
RICEVITORE (Node B)
Densità di rumore termico [dBm/Hz]
-174
(Thermal noise density)
E
Cifra di rumore [dB]
5
(Noise Figure)
F
Densità di rumore [dBm/Hz]
-169
(Noise Density)
G=E+F
G
Potenza di rumore ricevitore [dBm]
-103.1
(Receiver noise power)
H=G+10*log(3840000)
H
Margine di interferenza [dB]
1
(Interference margin)
I
Potenza di interferenza [dBm]
-108.9
(Receiver interference power)
J=10*log(10^(H+I)/10-
J
10^(H/10))
136
Rumore effettivo totale+interferenza [dBm]
-102.1
(Total effective noise+interference)
K=10*log(10^(H/10)+
K
10^(J/10))
Guadagno di processo [dB]
14.3
L
L=10*log(3840/144)
Eb/N0 [dB]
3.1
M
Sensibilità ricevitore [dBm]
-113.3
N
N=M-L+K
Guadagno antenna stazione base [dBi]
18
O
Attenuazione cavi nella BS [dB]
2
P
Attenuazione di propagazione [dB]
155.3
R
R=D-N+O-P
Probabilità di copertura [%]
80%
Deviazione standard fading log-normale
11
[dB]
Esponente del modello di propagazione
3.5
Margine di fading log-normale [dB]
2.2
S
Attenuazione di propagazione consentita
153.1
per il raggio della cella [dB]
V=R-S
Attenuazione tramite formula di Okumura Hata: L=135+35⋅log10(R)=153.1
dB. R=3.3 km.
137
TRATTA DOWNLINK
CARICO (ρ) AL 20% (margine di interferenza 1 dB)
STAZIONE BASE (Node B)
Potenza di trasmissione max [dBm]
43
A
Guadagno antenna [dBi]
18
B
Attenuazione cavi [dB]
2
C
EIRP [dBm]
59
D
D=A+B-C
RICEVITORE (UE)
Densità di rumore termico [dBm/Hz]
-174
(Thermal noise density)
E
Cifra di rumore [dB]
9
(Noise Figure)
F
Densità di rumore [dBm/Hz]
-165
(Noise Density)
G=E+F
G
Potenza di rumore ricevitore [dBm]
-99.1
(Receiver noise power)
H=G+10*log(3840000)
H
Margine di interferenza [dB]
1
(Interference margin)
I
Potenza di interferenza [dBm]
-105.2
(Receiver interference power)
J=10*log(10^(H+I)/10-
J
10^(H/10))
Rumore effettivo totale+interferenza [dBm]
-98.2
(Total effective noise+interference)
K=10*log(10^(H/10)+
K
10^(J/10))
138
Guadagno di processo [dB]
14.3
L
L=10*log(3840/144)
Eb/N0 [dB]
4.5
M
Sensibilità ricevitore [dBm]
-107.9
N
N=M-L+K
Guadagno antenna stazione mobile [dBi]
2
O
Attenuazione di propagazione [dB]
169
R
R=D-N+O
Probabilità di copertura [%]
80%
Deviazione standard fading log-normale [dB]
11
Esponente del modello di propagazione
3.5
Margine di fading log-normale [dB]
2.2
S
Attenuazione di propagazione consentita per il 166.8
raggio della cella [dB]
V=R-S
Attenuazione tramite formula di Okumura Hata: L=135+35⋅log10(R)=166.8
dB. R = 8.1 km. La tratta uplink presenta un raggio inferiore ed è
perciò la tratta limitante.
139
2^ SCENARIO
TRATTA UPLINK
CARICO (ρ) AL 50% (margine di interferenza 3 dB)
TRASMETTITORE MOBILE (UE)
Potenza di trasmissione max [dBm]
24
A
Guadagno antenna [dBi]
2
B
Attenuazione corpo umano [dB]
0
C
EIRP [dBm]
26
D
D=A+B-C
RICEVITORE (Node B)
Densità di rumore termico [dBm/Hz]
-174
(Thermal noise density)
E
Cifra di rumore [dB]
5
(Noise Figure)
F
Densità di rumore [dBm/Hz]
-169
(Noise Density)
G=E+F
G
Potenza di rumore ricevitore [dBm]
-103.1
(Receiver noise power)
H=G+10*log(3840000)
H
Margine di interferenza [dB]
3
(Interference margin)
I
Potenza di interferenza [dBm]
-103.1
(Receiver interference power)
J=10*log(10^(H+I)/10-
J
10^(H/10))
Rumore effettivo totale+interferenza [dBm]
-100.1
(Total effective noise+interference)
K=10*log(10^(H/10)+
K
10^(J/10))
140
Guadagno di processo [dB]
14.3
L
L=10*log(3840/144)
Eb/N0 [dB]
3.1
M
Sensibilità ricevitore [dBm]
-111.3
N
N=M-L+K
Guadagno antenna stazione base [dBi]
18
O
Attenuazione cavi nella BS [dB]
2
P
Attenuazione di propagazione [dB]
153.3
R
R=D-N+O-P
Probabilità di copertura [%]
80%
Deviazione standard fading log-normale [dB]
11
Esponente del modello di propagazione
3.5
Margine di fading log-normale [dB]
2.2
S
Attenuazione di propagazione consentita per il 151.1
raggio della cella [dB]
V=R-S
Attenuazione tramite formula di Okumura Hata: L=135+35⋅log10(R)=151.1
dB. R = 2.9 km
141
TRATTA DOWNLINK
CARICO (ρ) AL 50% (margine di interferenza 3 dB)
STAZIONE BASE (Node B)
Potenza di trasmissione max [dBm]
43
A
Guadagno antenna [dBi]
18
B
Attenuazione cavi [dB]
2
C
EIRP [dBm]
59
D
D=A+B-C
RICEVITORE (UE)
Densità di rumore termico [dBm/Hz]
-174
(Thermal noise density)
E
Cifra di rumore [dB]
9
(Noise Figure)
F
Densità di rumore [dBm/Hz]
-165
(Noise Density)
G=E+F
G
Potenza di rumore ricevitore [dBm]
-99.1
(Receiver noise power)
H=G+10*log(3840000)
H
Margine di interferenza [dB]
3
(Interference margin)
I
Potenza di interferenza [dBm]
-99.2
(Receiver interference power)
J=10*log(10^(H+I)/10-
J
10^(H/10))
Rumore effettivo totale+interferenza [dBm]
-96.2
(Total effective noise+interference)
K=10*log(10^(H/10)+
K
10^(J/10))
142
Guadagno di processo [dB]
14.3
L
L=10*log(3840/144)
Eb/N0 [dB]
4.5
M
Sensibilità ricevitore [dBm]
-106
N
N=M-L+K
Guadagno antenna stazione mobile [dBi]
2
O
Attenuazione di propagazione [dB]
167
R
R=D-N+O
Probabilità di copertura [%]
80%
Deviazione standard fading log-normale [dB]
11
Esponente del modello di propagazione
3.5
Margine di fading log-normale [dB]
2.2
S
Attenuazione di propagazione consentita per il 164.8
raggio della cella [dB]
V=R-S
Attenuazione tramite formula di Okumura Hata: L=135+35⋅log10(R)=164.8
dB. R = 7.1 km. La tratta uplink presenta un raggio inferiore ed è
perciò la tratta limitante.
143
3^
SCENARIO
TRATTA UPLINK
CARICO (ρ) AL 75% (margine di interferenza 6 dB)
TRASMETTITORE MOBILE (UE)
Potenza di trasmissione max [dBm]
24
A
Guadagno antenna [dBi]
2
B
Attenuazione corpo umano [dB]
0
C
EIRP [dBm]
26
D
D=A+B-C
RICEVITORE (Node B)
Densità di rumore termico [dBm/Hz]
-174
(Thermal noise density)
E
Cifra di rumore [dB]
5
(Noise Figure)
F
Densità di rumore [dBm/Hz]
-169
(Noise Density)
G=E+F
G
Potenza di rumore ricevitore [dBm]
-103.1
(Receiver noise power)
H=G+10*log(3840000)
H
Margine di interferenza [dB]
6
(Interference margin)
I
Potenza di interferenza [dBm]
-98.5
(Receiver interference power)
J=10*log(10^(H+I)/10-
J
10^(H/10))
144
Rumore effettivo totale+interferenza [dBm]
-97.2
(Total effective noise+interference)
K=10*log(10^(H/10)+
K
10^(J/10))
Guadagno di processo [dB]
14.3
L
L=10*log(3840/144)
Eb/N0 [dB]
3.1
M
Sensibilità ricevitore [dBm]
-108.4
N
N=M-L+K
Guadagno antenna stazione base [dBi]
18
O
Attenuazione cavi nella BS [dB]
2
P
Attenuazione di propagazione [dB]
150.4
R
R=D-N+O-P
Probabilità di copertura [%]
80%
Deviazione standard fading log-normale [dB]
11
Esponente del modello di propagazione
3.5
Margine di fading log-normale [dB]
2.2
S
Attenuazione di propagazione consentita per il 148.2
raggio della cella [dB]
V=R-S
Attenuazione tramite formula di Okumura Hata: L=135+35⋅log10(R)=148.2
dB. R = 2.4 km.
145
TRATTA DOWNLINK
CARICO (ρ) AL 75% (margine di interferenza 6 dB)
STAZIONE BASE (UE)
Potenza di trasmissione max [dBm]
43
A
Guadagno antenna [dBi]
18
B
Attenuazione cavi [dB]
2
C
EIRP [dBm]
59
D
D=A+B-C
RICEVITORE (Node B)
Densità di rumore termico [dBm/Hz]
-174
(Thermal noise density)
E
Cifra di rumore [dB]
9
(Noise Figure)
F
Densità di rumore [dBm/Hz]
-165
(Noise Density)
G=E+F
G
Potenza di rumore ricevitore [dBm]
-99.1
(Receiver noise power)
H=G+10*log(3840000)
H
Margine di interferenza [dB]
6
(Interference margin)
I
Potenza di interferenza [dBm]
-94.3
(Receiver interference power)
J=10*log(10^(H+I)/10-
J
10^(H/10))
Rumore effettivo totale+interferenza [dBm]
-93.1
(Total effective noise+interference)
K=10*log(10^(H/10)+
K
10^(J/10))
146
Guadagno di processo [dB]
14.3
L
L=10*log(3840/144)
Eb/N0 [dB]
4.5
M
Sensibilità ricevitore [dBm]
-102.9
N
N=M-L+K
Guadagno antenna stazione mobile [dBi]
2
O
Attenuazione di propagazione [dB]
163.9
R
R=D-N+O
Probabilità di copertura [%]
80%
Deviazione standard fading log-normale [dB]
11
Esponente del modello di propagazione
3.5
Margine di fading log-normale [dB]
2.2
S
Attenuazione di propagazione consentita per il 161.7
raggio della cella [dB]
V=R-S
Attenuazione tramite formula di Okumura Hata: L=135+35⋅log10(R)=161.7
dB. R = 5.8 km. La tratta uplink presenta un raggio inferiore ed è
perciò la tratta limitante.
147
6.7
CALCOLO
DEL
NUMERO
DI
STAZIONI
RADIOBASE
NECESSARIE PER COPRIRE L’AREA
Per determinare il numero di stazioni radio base necessarie per
coprire un territorio, si divide l’area totale per l’area di ogni
singola cella. La tassellazione viene fatta con esagoni regolari,
dato che la legge di attenuazione sul territorio è uniforme e le
linee
equisegnale
sono
circonferenze
concentriche,
l’esagono
di
riferimento è inscritto nella circonferenza di diametro uguale al
raggio
di
copertura
precedentemente
calcolato.
L’area
totale
da
coprire è 100 km2. Nei calcoli gli arrotondamenti sono fatti tutti
per eccesso.
Nel 1^ scenario il raggio di copertura della cella risulta 3.3 km.
Per calcolare l’area dell’esagono inscritto nella circonferenza di
diametro equivalente al raggio di copertura della cella si utilizza
la seguente formula, con l = R/2 = 1.7 km:
Area esagono = 3⋅l2⋅sin(60°) = 7.5 km2
N°(celle) = 100/7.5 = 14.
Nel 2^ scenario il raggio di copertura è 2.9 km, l = 1.5 km quindi:
Area esagono = 3⋅l2⋅sin(60°) = 4.4 km2
N°(celle) = 100/4.4 = 23
Nel 3^ scenario il raggio di copertura è 2.4 km, l = 1.2 km quindi:
Area esagono = 3⋅l2⋅sin(60°) = 3.7 km2
N°(celle) = 100/3.7 = 27.
Il numero di stazioni base è pari al numero di celle diviso tre
(cioè tre antenne settoriali, una ogni 120°).
1^ scenario:
N°(SRB) = 14/3 = 5.
2^ scenario:
N°(SRB) = 23/3 = 8.
3^ scenario:
N°(SRB) = 27/3 = 9
148
QUARTO SCENARIO
In questo caso si fissa un raggio di copertura, 1.5 km, equivalente
ad
un
esagono
di
lato
0.75
km
e
si
determina
il
margine
di
interferenza che deve avere la cella in modo tale da mantenere la
capacità totale della rete equivalente a quella del primo scenario.
La potenza delle SRB viene posta a 30 dBm (1 W). Il rapporto Eb/N0
viene fissato a 2.4 dB, l’esponente del modello di propagazione è
posto uguale a 4. Si vuole ottenere una copertura equivalente alla
prima realizzata (1° scenario celle con carico al 20%), in cui si
sono ricavate 5 SRB con celle di lato pari a 1.65 km (il calcolo è
svolto nel paragrafo 6.7) per coprire la superficie di 100 km2.
L’area di ciascuna cella nel quarto scenario risulta: 1.5 km2.
N(celle) = 100/1.5 = 67
N(SRB) = 23.
Dato che per il servizio scelto la pole – capacity è del 20%, il
numero di utenti per SRB del primo scenario è N*ρ, in cui N è il
numero massimo di utenti per il servizio scelto. Approssimativamente
N*ρ (numero di utenti) risultano mediamente ripartiti tra 23/5 SRB.
Quindi il fattore di carico ρ si ricava da:
5 : ρ = 23 : 20%
ρ = 5% .
Il margine di interferenza risulta pari a: I = -10⋅log(1-ρ) = 0.2 dB.
Le condizioni sulla qualità del servizio impongono una probabilità
di
copertura
(ACP)
dell’80%;
il
margine
di
fading
log-normale
risultante è 2.9 dB. Viene riportato il calcolo del link budget come
verifica di tutte le ipotesi: date le approssimazioni ci si aspetta
che il valore del raggio di copertura non coincida perfettamente con
quello fissato come condizione iniziale.
La formula di Okumura-Hata viene modificata, dato che hBS diventa
pari a 5 m. Si ottiene perciò: L = 146 + 40⋅log10R.
149
(6.9)
4^ SCENARIO
TRATTA UPLINK
CARICO (ρ) AL 5% (margine di interferenza 0.2 dB)
TRASMETTITORE MOBILE (UE)
Potenza di trasmissione max [dBm]
24
A
Guadagno antenna [dBi]
2
B
Attenuazione corpo umano [dB]
0
C
EIRP [dBm]
26
D
D=A+B-C
RICEVITORE (Node B)
Densità di rumore termico [dBm/Hz]
-174
(Thermal noise density)
E
Cifra di rumore [dB]
5
(Noise Figure)
F
Densità di rumore [dBm/Hz]
-169
(Noise Density)
G=E+F
G
Potenza di rumore ricevitore [dBm]
-103.1
(Receiver noise power)
H=G+10*log(3840000)
H
Margine di interferenza [dB]
0.2
(Interference margin)
I
Potenza di interferenza [dBm]
-116.4
(Receiver interference power)
J=10*log(10^(H+I)/10-
J
10^(H/10))
150
Rumore effettivo totale+interferenza [dBm]
-102.9
(Total effective noise+interference)
K=10*log(10^(H/10)+
K
10^(J/10))
Guadagno di processo [dB]
14.3
L
L=10*log(3840/144)
Eb/N0 [dB]
2.4
M
Sensibilità ricevitore [dBm]
-114.8
N
N=M-L+K
Guadagno antenna stazione base [dBi]
18
O
Attenuazione cavi nella BS [dB]
2
P
Attenuazione di propagazione [dB]
156.8
R
R=D-N+O-P
Probabilità di copertura [%]
80%
Deviazione standard fading log-normale [dB]
11
Esponente del modello di propagazione
4
Margine di fading log-normale [dB]
2.9
S
Attenuazione di propagazione consentita per il 153.9
raggio della cella [dB]
V=R-S
Attenuazione tramite formula di Okumura Hata: L=146+40⋅log10(R)=153.9
dB. R = 1.58 km.
151
TRATTA DOWNLINK
CARICO (ρ) AL 5% (margine di interferenza 0.2 dB)
STAZIONE BASE (Node B)
Potenza di trasmissione max [dBm]
30
A
Guadagno antenna [dBi]
18
B
Attenuazione cavi [dB]
2
C
EIRP [dBm]
46
D
D=A+B-C
RICEVITORE (UE)
Densità di rumore termico [dBm/Hz]
-174
(Thermal noise density)
E
Cifra di rumore [dB]
9
(Noise Figure)
F
Densità di rumore [dBm/Hz]
-165
(Noise Density)
G=E+F
G
Potenza di rumore ricevitore [dBm]
-99.1
(Receiver noise power)
H=G+10*log(3840000)
H
Margine di interferenza [dB]
0.2
(Interference margin)
I
Potenza di interferenza [dBm]
-112.4
(Receiver interference power)
J=10*log(10^(H+I)/10-
J
10^(H/10))
152
Rumore effettivo totale+interferenza [dBm]
-98.9
K
K=10*log(10^(H/10)+
(Total effective noise+interference)
10^(J/10))
Guadagno di processo [dB]
14.3
L
L=10*log(3840/144)
Eb/N0 [dB]
1.9
M
Sensibilità ricevitore [dBm]
-111.3
N
N=M-L+K
Guadagno antenna stazione mobile [dBi]
2
O
Attenuazione di propagazione [dB]
159.3 dB
R
R=D-N+O
Probabilità di copertura [%]
80 %
Deviazione standard fading log-normale [dB]
11
Esponente del modello di propagazione
4.2
Margine di fading log-normale [dB]
2.9
S
Attenuazione di propagazione consentita per il 155.1
raggio della cella [dB]
V=R-S
Attenuazione tramite formula di Okumura Hata: L=146+40⋅log10(R)=155.1
dB, quindi R = 1.7 km. La tratta uplink presenta un raggio inferiore
ed è perciò la tratta limitante.
153
6.8
VALUTAZIONE
DEI
LIVELLI
DI
CAMPO
TRAMITE
I
PROGRAMMI NFA2K E ALDEMAP
Il programma NFA2K fornisce un calcolo per la previsione dei livelli
di campo elettromagnetico presenti nelle vicinanze di antenne che
irradino segnali di frequenza compresa tra 30 MHz e 3 GHz. Sono
inseriti
in
input
i
dati
relativi
ai
sistemi
radianti
che
costituiscono le SRB: potenza massima di trasmissione, frequenza,
tipo di antenna, rotazione traliccio, altezza sistema radiante.
Aldemap
permette
di
rappresentare
i
livelli
di
campo,
calcolati
tramite NFA2K, generati da più SRB, al massimo 100 sistemi su un
lato di 10 km, dislocate su un territorio di superficie massima pari
a 100 km2.
L’antenna utilizzata in tutte le configurazioni è la Kathrein 741794
con guadagno pari a 18.5 dBi, frequenza di trasmissione pari a 1950
MHz
e
tilt
elettrico
pari
a
2°.
Per
i
primi
tre
scenari
l’illuminazione del territorio avviene dall’alto, ossia le antenne
sono installate a 30 m di altezza, nel 4^ scenario le antenne sono
appoggiate agli edifici, ad altezza di 5 m. Nella realizzazione
reale di copertura non si adotterebbe lo stesso tipo di antenna: la
semplificazione è giustificata dallo scopo della simulazione che è
il confronto tra ambienti omogenei.
I
tre
impianti
che
costituiscono
la
SRB
sono
orientati
rispettivamente a 90°, 210°, 330°, considerando come riferimento il
nord geografico. Le SRB sono collocate ad una distanza reciproca di
1.5⋅R (R = raggio di copertura) a scacchiera, in modo da ottimizzare
la
copertura
del
rappresentazioni
territorio.
dei
tre
Di
scenari
seguito
con
i
sono
livelli
di
riportate
campo
su
le
tre
altezze rispettivamente di 25 m, 13 m e 5 m. È riportata inoltre la
singola
postazione
con
i
relativi
livelli
di
campo
calcolati
a
diverse altezze.
La risoluzione adottata è pari a 5 m, in base alla capacità di
calcolo del computer.
154
6.8.1 1^ SCENARIO
Figura 41 1^ scenario ad altezza di 25 m
Legenda colori:
COLORE
CAMPO ELETTRICO
ASSOCIATO
E (V/m)
4 <E< 3
2 <E< 3
1 <E < 2
155
Figura 42 1^ scenario ad altezza 13 m
Ad altezza di 5 m i livelli di campo risultano inferiori a 1 V/m
156
6.8.2 2^ SCENARIO
Figura 43 2^ scenario altezza 25 m
Legenda colori:
COLORE
CAMPO ELETTRICO
ASSOCIATO
E (V/m)
4 <E< 3
2 <E< 3
1 <E < 2
157
Figura 44 2^ scenario altezza 13 m
Ad altezza di 5 m i livelli di campo risultano inferiori a 1 V/m.
158
6.8.3 3^ SCENARIO
Figura 45 3^ scenario ad altezza di 25 m
LEGENDA COLORI:
COLORE
CAMPO ELETTRICO
ASSOCIATO
E (V/m)
4 <E< 3
2 <E< 3
1 <E < 2
159
Figura 46 3^ scenario ad altezza 13 m
Ad altezza di 5 m i livelli di campo risultano inferiori a 1 V/m.
160
IMMAGINE POSTAZIONE A DIVERSE ALTEZZE PER I PRIMI TRE SCENARI
Figura 47 livelli di campo ad altezza di 29m
Figura 48 livelli di campo ad altezza di 25m
Figura 49 livelli di campo ad altezza di 13m
Figura 50 livelli di campo ad altezza di 5m
LEGENDA COLORI
COLORE ASSOCIATO
CAMPO ELETTRICO E (V/m)
E> 6
6 <E< 5
5 <E< 4
4 <E< 3
2 <E< 3
1 <E < 2
161
VOLUME DI RISPETTO IMPIANTO CON POTENZA DI TRASMISSIONE DI 20 W
Figura 51 Volume di rispetto per antenna K741794 con Pout di 20 W
Dimensioni volumetriche a 6 V/m
Xmax 34.9 m
Ymax 30.5 m
Zmax 31.4 m
Xmin –23 m
Ymin –31.9 m
Zmin 27.1 m
Osservazioni:
Le immagine delle singole postazioni sono realizzate tramite NFA2K.
Per i primi tre scenari le postazioni sono identiche hanno tutte
potenza di 20 W e sistemi radianti orientati con gli stessi angoli.
Dalle figure riportate sopra si nota che i livelli di campo attorno
alle
stazioni
radio
base
non
interagiscono
tra
di
loro
per
le
distanze considerate: ossia nel primo scenario la distanza tra le
SRB risulta pari a 4.95 km; nel secondo scenario risulta pari a 4.55
km e nel terzo scenario risulta pari a 3.6 km.
Quindi se si ipotizza di avere una distribuzione di edifici attorno
alla stazione radio base, l’esposizione della popolazione dipende
unicamente dal campo elettromagnetico generato dal singolo impianto.
Naturalmente l’esposizione è maggiore ad altezze prossime a quelle a
cui
si
trova
l’antenna
trasmittente,
dato
che
le
onde
elettromagnetiche si propagano in maniera rettilinea ed il tilt è
162
stato scelto pari a 2°. Nei primi tre scenari l’antenna è posta a 30
m di altezza, quindi i livelli di campo più elevati si rilevano ad
altezze di 29 m, ma già a 25 m si riscontrano al massimo 4 V/m, a 13
m si rilevano 3 V/m ed a 5 m i livelli di campo sono inferiori a 2
V/m. In tabella 35 sono riportati i valori di campo elettrico in
funzione della distanza dall’impianto a 29 m di altezza.
Tabella 34
VALORI DI CAMPO ELETTRICO
DISTANZE (m)
(V/m)
5 <E< 6
41
4 <E< 5
51.7
3 <E< 4
66.7
2 <E< 3
93.3
1 <E< 2
186.8
163
6.8.4 4^ SCENARIO
Figura 52 4^ scenario ad altezza di 5 m
Legenda colori
COLORE ASSOCIATO
CAMPO ELETTRICO E (V/m)
E> 6
5 <E< 6
4 <E< 5
3 <E< 4
2 <E< 3
1 <E < 2
164
Figura 53 4^ scenario ad altezza di 3.5 m
165
Figura 54 4^ scenario ad altezza di 1.5 m
166
IMMAGINE POSTAZIONE A DIVERSE ALTEZZE PER IL 4^ SCENARIO
Figura 55 Livelli di campo ad altezza di 5m
Figura 56 Livelli di campo ad altezza di 3.5m
Figura 57 Livelli di campo ad altezza di 1.5 m
Legenda colori
COLORE ASSOCIATO
CAMPO ELETTRICO E (V/m)
E> 6
5 <E< 6
4 <E< 5
3 <E< 4
2 <E< 3
1 <E < 2
167
RAPPRESENTAZIONE DEL VOLUME DI RISPETTO
Figura 58 Volume di rispetto per antenna K741794 con Pout DI 1 W
DIMENSIONI VOLUMETRICHE A 6 V/m
Xmax 7.5 m
Ymax 6.8 m
Zmax 5.3 m
Xmin –5.2 m
Ymin –6.8 m
Zmin 4.4 m
CONFRONTO TRA LIVELLI DI CAMPO ELETTICO PRODOTTI DA SRB A 1 W E A 20
W A DIVERSE ALTEZZE DAL SUOLO
Confrontiamo i livelli di campo elettromagnetico generati dalle due
postazioni,
che
hanno
rispettivamente
potenza
massima
di
trasmissione di 30 dBm (1 W) e 43 dBm (20 W), a diverse altezze. Il
primo rilevamento è fatto a 15 m, corrispondente all’altezza massima
degli edifici in ambiente urbano; il secondo a 10 m, altezza media
degli edifici in ambiente urbano; il terzo a 5 m, altezza del centro
elettrico dell’impianto ed infine l’ultimo a 2 m.
Legenda colori
COLORE ASSOCIATO
CAMPO ELETTRICO E (V/m)
E> 2.5
2 <E< 2.5
1.5 <E< 2
1 <E< 1.5
0.5 <E< 1
E < 0.5
168
6.8.5 PRIMO CONFRONTO: ALTEZZA 15 m
Figura 59 livelli di campo per SRB a 1 W
Figura 60 livelli di campo per SRB a 20 W
Tabella 35 Punti di controllo SRB 1 W
PUNTI
H
X
ANGOLO
VALORE
(m)
(m)
AL NORD
CAMPO
GEOGRA
Tabella 36 Punti di controllo SRB 20 W
PUNTI
H
X
ANGOLO
VALORE
(m)
(m)
AL NORD
CAMPO
ELETTRICO
GEOGRA
ELETTRICO
FICO
(V/m)
FICO
(V/m)
32
15
113
45°
0.03
4
15
113
45°
0.35
31
15
85
45°
0.04
3
15
85
45°
0.07
30
15
56
45°
0.07
2
15
56
45°
0.33
28
15
28
45°
0.06
1
15
28
45°
0.09
21
15
5
90°
0.05
5
15
5
90°
0.25
22
15
10
90°
0.17
6
15
10
90°
0.54
23
15
20
90°
0.02
7
15
20
90°
0.91
24
15
40
90°
0.19
8
15
40
90°
0.25
25
15
60
90°
0.13
9
15
60
90°
0.69
26
15
80
90°
0.08
10
15
80
90°
0.18
27
15
100
90°
0.05
11
15
100
90°
0.31
169
Osservazioni:
Dai valori riportati in tabella 35 si nota che la SRB con potenza di
trasmissione di 1 W genera un campo elettrico che assume ovunque
valori
inferiori
a
0.5
V/m,
il
cui
valor
medio
sul
territorio,
calcolato considerando i punti riportati in figura 59, è 0.08 V/m.
La
SRB
con
potenza
di
trasmissione
di
20
W
crea
campi
che
raggiungono, tra 15 m e 20 m di distanza, valori compresi tra 1.5
V/m e 1 V/m: il valor medio sul territorio, calcolato considerando i
punti riportati in figura 60, è 0.4 V/m.
170
6.8.6 SECONDO CONFRONTO: ALTEZZA 10 m
Figura 61 livelli di campo per SRB a 1 W
Figura 62 livelli di campo per SRB a 20 W
Tabella 37 Punti di controllo SRB 1 W
PUNTI
H
X
ANGOLO
VALORE
(m)
(m)
AL NORD
CAMPO
GEOGRA
Tabella 38 Punti di controllo SRB 20 W
PUNTI
H
X
ANGOLO
VALORE
(m)
(m)
AL NORD
CAMPO
ELETTRICO
GEOGRA
ELETTRICO
FICO
(V/m)
FICO
(V/m)
36
10
113
45°
0.11
15
10
113
45°
0.05
35
10
85
45°
0.11
14
10
85
45°
0.27
34
10
56
45°
0.06
13
10
56
45°
0.13
33
10
28
45°
0.13
12
10
28
45°
0.59
14
10
5
90°
0.37
16
10
5
90°
0.24
15
10
10
90°
0.30
17
10
10
90°
0.26
16
10
20
90°
0.26
18
10
20
90°
0.26
17
10
40
90°
0.19
19
10
40
90°
0.35
18
10
60
90°
0.14
20
10
60
90°
0.29
19
10
80
90°
0.19
21
10
80
90°
0.52
20
10
100
90°
0.20
22
10
100
90°
0.34
171
Osservazioni:
Si nota, dai dati riportati in tabella 37, che la SRB con potenza di
trasmissione di 1 W genera ad altezza di 15 m un campo elettrico che
assume ovunque valori inferiori a 0.5 V/m, il cui valor medio sul
territorio, calcolato considerando i punti riportati in figura 61, è
0.2 V/m.
Attorno alla SRB con potenza di trasmissione di 20 W è presente un
valore di campo inferiore ad 1 V/m: il valor medio sul territorio,
calcolato considerando i punti riportati in figura 62, è 0.3 V/m.
172
6.8.7 TERZO CONFRONTO: ALTEZZA 5 m
Figura 63 livelli di campo per SRB a 1 W
Figura 64 livelli di campo per SRB a 20 W
Tabella 39 Punti di controllo SRB 1 W
PUNTI
H
X
ANGOLO
VALORE
(m)
(m)
AL NORD
CAMPO
GEOGRA
Tabella 40 Punti di controllo SRB 20 W
PUNTI
H
X
ANGOLO
VALORE
(m)
(m)
AL NORD
CAMPO
ELETTRICO
GEOGRA
ELETTRICO
FICO
(V/m)
FICO
(V/m)
40
5
113
45°
0.20
26
5
113
45°
0.21
39
5
85
45°
0.26
25
5
85
45°
0.19
38
5
56
45°
0.37
24
5
56
45°
0.08
37
5
28
45°
0.72
23
5
28
45°
0.46
1
5
5
90°
5.77
27
5
5
90°
0.17
2
5
10
90°
3.79
28
5
10
90°
0.17
3
5
20
90°
1.82
29
5
20
90°
0.19
4
5
40
90°
1.07
30
5
40
90°
0.41
5
5
60
90°
0.65
31
5
60
90°
0.13
6
5
80
90°
0.50
32
5
80
90°
0.27
7
5
100
90°
0.41
33
5
100
90°
0.41
173
Osservazioni:
In questo caso, si rileva che i valori di campo elettrico intorno
alla SRB a potenza 1 W sono maggiori, infatti il centro elettrico
dell’antenna è a 5 m di altezza. Dai valori riportati nelle tabelle
39 e 40 si nota che a 5 m di distanza dall’impianto il valore di
campo elettrico è pari a 5.77 V/m mentre per l’impianto a 20 W nello
stesso punto è a 0.17 V/m. Il valor medio di campo elettrico sul
territorio per il primo impianto è 1.4 V/m; per la SRB a 20 W è pari
a 0.2 V/m.
174
6.8.8 QUARTO CONFRONTO: ALTEZZA 2 m
Figura 65 livelli di campo per SRB a 1 W
Figura 66 livelli di campo per SRB a 20 W
Tabella 41 Punti di controllo SRB 1 W
Tabella 42 Punti di controllo SRB 20 W
PUNTI
H
X
ANGOLO
VALORE
(m)
(m)
AL NORD
CAMPO
ELETTRICO
GEOGRA
ELETTRICO
FICO
(V/m)
FICO
(V/m)
H
X
ANGOLO
VALORE
(m)
(m)
AL NORD
CAMPO
GEOGRA
PUNTI
44
2
113
45°
0.22
37
2
113
45°
0.21
43
2
85
45°
0.31
36
2
85
45°
0.12
42
2
56
45°
0.46
35
2
56
45°
0.14
41
2
28
45°
0.57
34
2
28
45°
0.10
7
2
5
90°
0.31
38
2
5
90°
0.14
8
2
10
90°
0.55
39
2
10
90°
0.17
9
2
20
90°
0.64
40
2
20
90°
0.17
10
2
40
90°
1.01
41
2
40
90°
0.71
11
2
60
90°
0.73
42
2
60
90°
0.08
12
2
80
90°
0.56
43
2
80
90°
0.19
13
2
100
90°
0.47
44
2
100
90°
0.30
175
Osservazioni:
A 2 m di altezza il campo elettrico generato dall’impianto a 20 W si
mantiene al di sotto di 0.5 V/m: il valor medio sul territorio
calcolato
dai
dati
in
tabella
è
0.2
V/m.
Attorno
alla
SRB
con
potenza 1 W è presente un campo elettrico che al massimo raggiunge,
nei punti considerati, un valore pari a 1.01. Il valor medio di
campo elettrico sul territorio è pari a 0.5 V/m.
176
6.8.9 CONSIDERAZIONI CONCLUSIVE
Dai calcoli svolti con il programma NFA2K emerge che i livelli di
campo
elettrico
generati
sul
territorio
da
impianti
con
potenze
massime di trasmissione pari a 20 W, posti a 30 m di altezza dal
suolo,
raggiungono
valori
che
superano
il
limite
fissato
dalla
normativa (6 V/m per edifici adibiti a permanenze superiori alle 4
h) ad altezze comprese tra 31.4 m e 27.1 m ed a distanze comprese
tra 31.4 m e 27.1 m, lungo la direzione di massima irradiazione,
come mostrato dal grafico del volume di rispetto in figura 51. Per
la
postazione
con
potenza
massima
di
trasmissione
pari
a
1
W,
posizionata a 5 m di altezza dal suolo, il volume di rispetto è
confinato
a
7.5
m
di
distanza
lungo
la
massima
direzione
di
irradiazione. I valori medi di campo elettrico, calcolati per le
diverse altezze sono riportati in tabella 43.
Tabella 43
Altezza (m)
Consideriamo
di
Valor medio di
Valor medio di
campo elettrico
campo elettrico
(V/m) SRB 20 W
(V/m) SRB 1 W
15
0.4
0.08
10
0.3
0.2
5
0.2
1.4
2
0.2
0.5
avere
una
distribuzione
di
edifici
adibiti
ad
abitazione, di altezza media pari a 15 m, attorno agli impianti. Si
nota che, per quanto riguarda l’esposizione della popolazione, i
valori
medi
di
campo
elettrico
prodotti
dall’impianto
a
potenza
maggiore, a 5 m e a 2 m di altezza, sono inferiori rispetto a quelli
prodotti dall’impianto a 1 W. Il confronto tra i valori riportati in
tabella 43 evidenzia che la differenza rilevante si ha a 5 m di
altezza, dove è posizionato il centro elettrico del sistema.
177
CONCLUSIONI
Sono stati pianificati ed analizzati 4 tipi di scenari di copertura
di un’area di 100 km2. I primi tre prevedono stazioni radio base a
potenza massima di trasmissione fissa, pari a 20 W. Si impone che
il carico della rete sia pari al 20% (1^ scenario), al 50% (2^
scenario), al 75% (terzo scenario), e si determina il numero di
stazioni
radio
base
necessarie
per
garantire
la
copertura
del
territorio. Il quarto scenario è equivalente al primo, per quanto
riguarda carico (20%), condizioni di copertura e tipo di servizi, ma
è pianificato con SRB di potenza massima di trasmissione pari a 1 W.
Dai calcoli svolti tramite i programmi NFA2K e Aldemap è emerso che
i
livelli
confinati
di
campo
attorno
elettrico
alle
prodotti
singole
dal
postazioni
sistema
per
valori
UMTS
sono
maggiori
o
uguali a 1 V/m e che, alle distanze a cui si trovano le SRB (4.95
km, 4.55 km, 3.6 km e 2.25 km), determinate in base al link budget,
i livelli di campo generati dagli impianti non interagiscono tra
loro.
Pertanto
la
popolazione
è
esposta
a
valori
di
campo
elettromagnetico maggiori o uguali ad 1 V/m, generati dal sistema
UMTS, unicamente nell’intorno di ciascuna SRB. Analizzando i livelli
di campo attorno i singoli sistemi, si è riscontrato che i fattori
determinanti per quanto riguarda l’esposizione sono, a parità di
tilt elettrico, la potenza di trasmissione e l’altezza del centro
elettrico dell’antenna. L’impianto con potenza di trasmissione pari
ad
1
W,
ad
esempio,
ha
un
volume
di
rispetto
con
dimensioni
(Xmax=7.5 m, Xmin=-5.2 m; Ymax=6.8 m, Ymin=-6.8 m ; Zmax=5.3 m;
Zmin=4.4 m) inferiori rispetto a quelle di una SRB a 20 W (Xmax=34.9
m, Xmin=-23 m; Ymax=30.5 m, Ymin=-31.9 m ; Zmax= 31.4 m; Zmin=27.1
m). Se si ipotizza però di avere attorno ad esso una distribuzione
di edifici, ad altezza di 5 m, (altezza del centro elettrico degli
impianti
nel
4^
scenario),
l’esposizione
178
per
la
popolazione
è
maggiore rispetto al caso di impianti a potenza di 20 W con centro
elettrico a 30 m.
Si sono fissati punti di controllo attorno ad entrambe le SRB fino
ad una distanza di 100 m dal centro della postazione per le altezze
di 15 m, 10 m, 5 m, 2 m. Si è calcolata la media dei valori di campo
registrati in tutti i punti. In tabella 44 sono riportati i valori
calcolati nel capitolo 6.
Tabella 44
Altezza (m)
Valor medio di
Valor medio di
E2/ E1
campo elettrico E1
campo elettrico E2
(V/m) SRB 20 W
(V/m) SRB 1 W
15
0.4
0.08
0.2
10
0.3
0.2
0.7
5
0.2
1.4
7
2
0.2
0.5
2.5
Si nota che i valori medi di campo elettrico attorno alle SRB a 20 W
ad altezze di 5 m sono circa 7 volte inferiori rispetto a quelli
attorno alle SRB a potenza pari ad 1 W; a 2 m sono circa 2.5 volte
inferiori; a 10 m sono 1.5 volte maggiori i valori attorno alle SRB
a 20 W; a 15 m sono 7 volte maggiori i valori attorno alle SRB a 20
W. Se si considera una città, ad esempio Rimini, che sul territorio
presenta edifici di altezza media pari a 10 m, la copertura che ha
un impatto elettromagnetico minore è quella realizzata con SRB con
potenza
pari
a
20
W
e
centro
elettrico
a
30
m,
alle
distanze
determinate nei calcoli. Inoltre occorre osservare che la situazione
analizzata intorno ad una singola SRB va moltiplicata per il numero
di postazioni totali presenti nell’area di 100 km2: 23 SRB nel quarto
scenario, 5 nel primo scenario, 8 nel secondo scenario, 9 nel terzo
scenario, considerando che il link budget svolto per determinare le
rappresentazioni degli scenari fornisce delle linee guida per la
pianificazione
della
copertura.
Per
quanto
riguarda
l’indagine
strumentale dei livelli di campo elettrico generati da sistemi UMTS,
il valore di campo elettrico UMTS più alto, rilevato durante le
campagne di misura, è pari a (0.61±0.08) V/m a distanza di 48 m
179
dalla sorgente, con centro elettrico a 24 m, e ad un’altezza di 16.5
m, in presenza di un campo elettrico totale pari a (1.0 ± 0.5) V/m.
Nei sistemi misti, che presentano anche impianti GSM900 e DCS1800, i
valori di campo elettrico UMTS costituiscono una percentuale non
superiore al 20% rispetto al campo elettrico totale. Infatti il
sistema
UMTS
è
disturbato
da
livelli
elevati
e
non
uniformi
di
potenza e la tecnologia su cui è basato mira a garantire la massima
capacità del sistema conservando però i livelli di qualità a valori
prestabiliti ed il livello di interferenza e carico al di sotto di
opportune soglie.
Si
può
impatto
pertanto
concludere
elettromagnetico
per
che
il
quanto
sistema
UMTS
riguarda
risulta
a
minor
l’esposizione
della
popolazione rispetto ai sistemi GSM900 e DCS1800, ma essendo una
tecnologia che per il momento non sostituisce i sistemi a 900 MHz e
1800 MHz già esistenti, si aggiunge ad essi, si ha sul territorio un
aumento del numero di antenne che, dal punto di vista estetico, non
risulta
gradevole
anche
se
gli
impianti
vengono
ricoprimenti solitamente di forma cilindrica.
Figura 67 Antenna per telefonia cellulare
180
“camuffati”
con
Figura 68 Antenna per telefonia cellulare
Figura 69 Antenna per telefonia cellulare
Nelle foto sono riportati esempi di antenne per telefonia radio
mobile presenti nella città di Rimini.
In figura 67 è mostrato un impianto che comprende UMTS, GSM900 e
DCS1800
installato
sul
tetto
di
un
edificio:
sono
presenti
tre
antenne che irradiano in tre diverse direzioni. Nelle figure 68 e 69
le antenne per sistema UMTS si trovano sotto l’involucro bianco che
solitamente
è
di
forma
circa
cilindrica:
tipico
ricoprimento
utilizzato per camuffare l’impianto, soprattutto in centri urbani.
Figura 70 Antenna per telefonia cellulare
A
volte
le
antenne
vengono
Figura 71 Antenna per telefonia cellulare
installate
su
pali
di
impianti
di
illuminazione, o su piloni, che permettono l’utilizzo di strutture
181
portanti preesistenti, diminuendo l’impatto visivo e offrendo alti
centri elettrici d’installazione come mostrato nelle figure 70 e 71,
immagini relative a sistemi UMTS.
182
APPENDICE
SPECIFICHE STRUMENTO IN BANDA LARGA EMR 300 CON SONDA TYPE 8
183
CERTIFICATO DI TARATURA Nr. 05Q041 CAVO TESEO
184
185
186
CERTIFICATO DI CALIBRAZIONE ANTENNA BICONICA PCD8250
187
188
SPECIFICHE ANALIZZATORE DI SPETTRO AGILENT E4402B
189
190
191
192
FORMULE ESPRESSE IN DECIBEL
Il decibel (dB) è un’unità conveniente per esprimere un rapporto di
potenza esistente tra un segnale applicato su un ingresso e quello
prelevato su un’uscita di un dispositivo.
Nel caso di guadagno in potenza si ha:
⎛P
G[dB ] = 10 ⋅ log⎜⎜ out
⎝ Pin
⎞
⎟⎟
⎠
Pin è una potenza di riferimento; i valori più comunemente utilizzati
sono:
Pin= 1 milliwatt si parlerà di dBm
Pin= 1 kilowatt si parlerà di dBk
Prendendo come riferimento un’antenna isotropa, il guadagno è detto
guadagno assoluto e l’unità usata è il dBi.
P[dBm] = 10 ⋅ log( P[W ] ⋅ 1000)
P[mW ] = 10
P[W ] =
P[ dBm ]
10
P[ dBm ]
10
10
1000
Per un’impedenza di 50 Ω:
V = 10
dBm −13.01
20
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