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POLITECNICO DI MILANO
Scuola di Ingegneria Industriale e dell’Informazione
Corso di Laurea Magistrale in Ingegneria Elettronica
Progettazione, analisi e realizzazione di un sistema di
gestione dell'energia di un veicolo a fuel cell
Relatore: Prof. Marco Mauri
Tesi di Laurea di:
Ivan FLORIANI
Matr. 781512
Anno Accademico 2013 – 2014
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Indice generale
INTRODUZIONE ............................................................................................................................ 1
1.1
Shell Eco Marathon: La competizione ................................................................................... 1
1.2
Veicoli del politecnico di Milano ........................................................................................... 1
1.2.1
Il sistema del veicolo Artemide H2 ................................................................................ 3
1.2.2
La fuel cell ...................................................................................................................... 5
1.2.3
I supercondensatori ....................................................................................................... 9
1.2.4
Il sistema ibrido-serie per Artemide ............................................................................ 12
DC-DC CONVERTER .................................................................................................................... 14
2.1
Specifiche di Progetto ......................................................................................................... 15
2.1.1
Calcolo dell’energia consumata in gara (2013)............................................................ 16
2.1.2
Efficienza della cella idrogeno...................................................................................... 16
2.1.3
Stima della potenza media richiesta alla cella ............................................................. 17
2.1.4
Riepilogo specifiche di progetto .................................................................................. 18
2.2
Topologie comuni di convertitori DC-DC e analisi preliminare di efficienza ...................... 18
2.2.1
Sistema basato su un convertire DC-DC boost ............................................................ 18
2.2.2
Sistema basato su convertitore Dc-Dc Buck ................................................................ 28
2.2.3
Sistema basato su convertitore Dc-Dc Sepic ............................................................... 33
2.3
Confronto e scelta del sistema da implementare ............................................................... 40
TECNICHE DI CONTROLLO PWM ................................................................................................ 41
3.1
Voltage mode ...................................................................................................................... 41
3.2
Current mode control.......................................................................................................... 47
3.3
Hysteretic control ................................................................................................................ 48
3.3.1
Problemi della topologia base ..................................................................................... 50
3.3.2
ERM – Emulated ripple mode ...................................................................................... 53
3.3.3
Stima della frequenza di commutazione ..................................................................... 55
3.3.4
Adaptive Constant On Time ......................................................................................... 57
3.4
Confronto tra le tipologie di controllo ................................................................................ 58
STRUTTURA HARDWARE DEL SISTEMA...................................................................................... 59
4.1
Il nuovo sistema di gestione dell’energia ............................................................................ 59
4.2
Il convertitore secondario ................................................................................................... 60
4.2.1
P channel Mosfet Driver .............................................................................................. 61
4.2.2
Circuito Start up ........................................................................................................... 65
I
4.2.3
Circuito di Switch ......................................................................................................... 67
4.2.4
Ripple Emulator............................................................................................................ 68
4.2.5
Adaptive Constant On Time ......................................................................................... 70
4.2.6
Il prototipo del convertitore secondario ..................................................................... 73
4.3
Il convertitore principale ..................................................................................................... 76
4.3.1
Drive MOSFET a canale N ............................................................................................. 76
4.3.2
Limitatore di corrente .................................................................................................. 77
4.4
Il carico variabile.................................................................................................................. 81
4.5
Supercapacitors charge balancing system .......................................................................... 85
4.5.1
Il sistema di bilanciamento della carica realizzato....................................................... 89
MISURE SPERIMENTALI .............................................................................................................. 91
5.1.1
Convertitore secondario .............................................................................................. 91
5.1.2
Convertitore principale ................................................................................................ 96
5.1.3
Efficienza durante la carica dei supercondensatori ..................................................... 97
CONCLUSIONI ............................................................................................................................. 99
Bibliografia ....................................................................................................................................... 100
II
Elenco delle figure
Figura 1.1 Il veicolo Apollo. .................................................................................................................. 2
Figura 1.2 Il veicolo Daphne. ................................................................................................................ 2
Figura 1.3 Il veicolo Artemide. ............................................................................................................. 2
Figura 1.4 Schema a blocchi della vecchia architettura di gestione dell’energia di Artemide. ........... 4
Figura 1.5 Schema a blocchi di un veicolo ibrido-serie. ....................................................................... 4
Figura 1.6 Illustrazione del principio di funzionamento di una cella combustibile PEM..................... 7
Figura 1.7 Tipiche curve caratteristiche di una fuel cell: (a)curva di polarizzazione, (b)densità di
potenza, (c) efficienza, (d)efficienza del sistema. ................................................................................ 8
Figura 1.8 Fuel cell MES-Dea (a sinistra). Grafico della curva di polarizzazione (blu) e della potenza
prodotta dallo stack in funzione della corrente (rosso). ..................................................................... 9
Figura 1.9 Famiglie di supercondensatori. ........................................................................................... 9
Figura 1.10 A sinistra rappresentazione schematica di un supercondensatore DLC. A destra,
schematizzazione del principio di funzionamento della capacità double layer. ............................... 10
Figura 1.11 Grafico di Ragone. ........................................................................................................... 12
Figura 1.12 Architettura proposta per la gestione dell’energia nel veicolo Artemide. ..................... 12
Figura 2.1 Circuito di Ahoy a Rotterdam............................................................................................ 15
Figura 2.2 Curva di polarizzazione della fuel cell Mes-Dea................................................................ 16
Figura 2.3 Architettura basata su convertitore boost. ...................................................................... 19
Figura 2.4 (a) Convertitore boost, (b) schema circuitale del boost nella fase do ON, (c) schema
circuitale del boost nella fase do OFF. ............................................................................................... 19
Figura 2.5 Forme d’onda dei segnali del boost: a sinistra tensione e corrente nell’induttore, a destra
la corrente nel MOSFET e nel condensatore di uscita. ...................................................................... 20
Figura 2.6 Rapporto di conversione di un convertitore boost in funzione del duty cycle. ............... 21
Figura 2.7 Sopra: tensione di drain-source e corrente di drain di un MOSFET che commuta. In basso:
profilo di tensione gate-source in funziona del tempo. .................................................................... 23
Figura 2.8 Forma d’onda di corrente del MOSFET in un convertitore boost. ................................... 23
Figura 2.9 Schematizzazione dei flussi di potenza tra motore, banco di supercondensatori e
convertitore. ...................................................................................................................................... 25
Figura 2.10 Curva IV del diodo MBRB20H100CTT4G. ........................................................................ 27
Figura 2.11 Architettura basata su convertitore buck. ...................................................................... 28
Figura 2.12 (a) schema circuitale del convertitore buck. (b) fase di ON del convertitore buck, (c) fase
di OFF. ................................................................................................................................................ 29
Figura 2.13 Forme d’onda dei segnali del buck: a sinistra tensione e corrente nell’induttore, a destra
la corrente nel MOSFET e nel condensatore di uscita. ...................................................................... 29
Figura 2.14 Relazione ingresso-uscita del convertitore buck. ........................................................... 30
Figura 2.15 Architettura basata su convertitore sepic. ..................................................................... 33
Figura 2.16 Schema circuitale di un convertitore SEPIC. ................................................................... 33
Figura 2.17 Fasi di on (a sinistra) e off (a destra) nel convertitore SEPIC. ......................................... 34
Figura 2.18 Forme d’onda nel convertitore SEPIC. ............................................................................ 34
Figura 2.19 Rapporto di conversione convertitore del SEPIC in funzione del duty cycle. ................. 35
Figura 2.20 Bilancio di corrente al nodo di uscita nelle fasi di on (a sinistra) e off (a destra)........... 36
Figura 2.21 Bilancio di correnti su L2 nella fase di on (a sinistra) e off (destra). ............................... 36
Figura 2.22 Curva IV del diodo SBR8U60P5-13. ................................................................................. 39
Figura 3.1 Schema a blocchi di un convertitore switching ................................................................ 41
Figura 3.2 Schema a blocchi del modulatore ..................................................................................... 41
III
Figura 3.3 Simulazione Spice della risposta al transitorio con e senza la compensazione FeedForward .............................................................................................................................................. 42
Figura 3.4 Filtro d’uscita del convertitore buck. ................................................................................ 42
Figura 3.5 Modulo e fase del filtro d’uscita del convertitore buck.................................................... 43
Figura 3.6 Generico diagramma del modulo del guadagno ad anello aperto ................................... 44
Figura 3.7 Rete di compensazione Type I .......................................................................................... 44
Figura 3.8 Rete di compensazione Type II. ........................................................................................ 45
Figura 3.9 Diagrammi di bode della rete Type II ................................................................................ 45
Figura 3.10 Rete di compensazione Type III. ..................................................................................... 46
Figura 3.11 Modulo e fase di una generica rete Type III. .................................................................. 46
Figura 3.12 Peak current mode control ............................................................................................. 47
Figura 3.13 Rete di compensazione Type II – Current mode Control ................................................ 48
Figura 3.14 Struttura generale di un convertitore bastato su controllo a isteresi ............................ 49
Figura 3.15 Schema semplificato di un convertitore Buck con controllo a isteresi e forma d’onda
ideale del ripple d’uscita. ................................................................................................................... 49
Figura 3.16 Contributo al ripple dovuto a ESR ................................................................................... 50
Figura 3.17 Ripple dovuto ad ESL ....................................................................................................... 51
Figura 3.18 Ripple generato da Cout ................................................................................................. 51
Figura 3.19 Forma d’onda del ripple d’uscita .................................................................................... 52
Figura 3.20 Forma d’onda del ripple di tensione ............................................................................... 52
Figura 3.21 Generazione del ripple tramite Rsense in serie all’induttore ......................................... 53
Figura 3.22 Generazione del Ripple tramite Rsense in serie al condensatore d’uscita .................... 54
Figura 3.23 Generazione artificiale della rampa. Emulated ripple mode .......................................... 54
Figura 3.24 Emulated ripple mode. A sinistra schema del circuito, a destra la forma d’onda del ripple
di tensione.......................................................................................................................................... 55
Figura 3.25 Frequenza di commutazione in funzione della tensione Vin .......................................... 56
Figura 3.26 Schema a blocchi di un controllo isteretico con Constant On time................................ 57
Figura 3.27 Schema a blocchi di un controllo isteretico con Adaptive Constant On-Time. .............. 57
Figura 4.1 Schema a blocchi del nuovo sistema di gestione dell’energia.......................................... 59
Figura 4.2 Schema a blocchi del convertitore secondario ................................................................. 60
Figura 4.3 High side MOSFET driver configurazione Bootstrap a sinistra, alimentazione flottante
isolata a destra ................................................................................................................................... 61
Figura 4.4 Semplice Driver MOSFET P ................................................................................................ 62
Figura 4.5 Versione migliorata driver high side MOSFET P................................................................ 62
Figura 4.6 Driver MOSFET high side implementato nel convertitore secondario ............................. 63
Figura 4.7 Transitorio accessione MOSFET ........................................................................................ 64
Figura 4.8 Transitorio spegnimento MOSFET .................................................................................... 64
Figura 4.9 Simulazione Pspice del driver progettato ......................................................................... 65
Figura 4.10 Driver MOSFET e circuito di Start up .............................................................................. 65
Figura 4.11 Simulazione Spice del transitorio di accensione del convertitore secondario ............... 66
Figura 4.12 Regolatore lineare per l’alimentazione dell’elettronica di controllo ............................. 67
Figura 4.13 Circuito che permette di scollegare l’uscita durante il transitorio di avvio.................... 67
Figura 4.14 Transitorio accensione .................................................................................................... 68
Figura 4.15 Circuito per emulazione del ripple .................................................................................. 68
Figura 4.16 Simulazione circuito di emulazione del ripple ................................................................ 69
Figura 4.17 Adaptive Constant on time ............................................................................................. 70
Figura 4.18 Generazione del tempo di On ......................................................................................... 71
Figura 4.19 Simulazione constant on time......................................................................................... 71
IV
Figura 4.20 Simulazione Spice della variazione della frequenza di commutazione .......................... 73
Figura 4.21 Layout del prototipo del convertitore secondario.......................................................... 73
Figura 4.22 Foto del prototipo del convertitore secondario realizzato............................................. 74
Figura 4.23 Schema elettrico finale del convertitore secondario...................................................... 75
Figura 4.24 Driver convertitore principale ......................................................................................... 76
Figura 4.25 Schema a blocchi del convertitore principale ................................................................. 77
Figura 4.26 Schema circuitale current sense (sinistra), connessione Kelvin (destra)........................ 77
Figura 4.27 Simulazione Spice del convertitore con limite di corrente impostato a 3A ................... 78
Figura 4.28 Layout del circuito stampato del convertitore principale. Top (sinistra) Bottom (destra)
............................................................................................................................................................ 79
Figura 4.29 Foto del prototipo del convertitore principale realizzato .............................................. 79
Figura 4.30 Schema elettrico finale del convertitore principale ....................................................... 80
Figura 4.31 Foto del carico variabile realizzato ................................................................................. 81
Figura 4.32 Schema a blocchi del carico variabile ............................................................................. 81
Figura 4.33 Vista frontale del carico variabile ................................................................................... 82
Figura 4.34 Schema circuitale dal carico variabile ............................................................................. 82
Figura 4.35 Schema circuitale del circuito di comando delle ventole di raffreddamento ................ 83
Figura 4.36 Schema elettrico del circuito di lettura delle correnti con autorange ........................... 83
Figura 4.37 Schema circuitale del circuito di lettura delle tensioni con autorange .......................... 84
Figura 4.38 Boccole per la connessione del dispositivo da testare ................................................... 84
Figura 4.39 Banco supercondensatori ............................................................................................... 85
Figura 4.40 Panoramica dei metodi di bilanciamento delle celle ...................................................... 86
Figura 4.41 (a) bilanciamento tramite resistori passivi, (b) tramite diodi Zener, (c) a resistori
commutati. ......................................................................................................................................... 86
Figura 4.42 Shunting analogico dissipativo........................................................................................ 87
Figura 4.43 (a) bilanciamento controllato da PWM, (b) bilanciamento controllato da convertitore
risonante. ........................................................................................................................................... 88
Figura 4.44 Bilanciamento tramite convertitore boost ..................................................................... 89
Figura 4.45 Schema circuitale della cella di bilanciamento dei supercondensatori progettata. ...... 89
Figura 4.46 Layout del circuito stampato del CBS ............................................................................. 90
Figura 4.47 Foto del prototipo del circuito per il bilanciamento del banco di supercondensatori... 90
Figura 5.1 Prototipo del nuovo sistema di gestione dell’energia ...................................................... 91
Figura 5.2 Selettore ACOT e test point presenti nel convertitore secondario .................................. 92
Figura 5.3 Forme d'onde del blocco ERM. Misurata a sinistra e simulata a destra .......................... 92
Figura 5.4 Constant on time adattativo ............................................................................................. 93
Figura 5.5 Forme d'onda del blocco ACOT. Misurata a sinistra e simulata a destra ......................... 93
Figura 5.6 Forme d’onda misurate. Rampa ACOT e segnale di comando del MOSFET high side ..... 93
Figura 5.7 Simulazioni e misure della frequenza di commutazione con e senza blocco ACOT ........ 94
Figura 5.8 Simulazioni e misure della variazione percentuale della frequenza di commutazione con
e senza blocco ACOT .......................................................................................................................... 95
Figura 5.9 Curva di efficienza del convertitore secondario ............................................................... 95
Figura 5.10 Curve di efficienza del convertitore principale ............................................................... 96
Figura 5.11 Test dell’anello di limitazione della corrente al variare del carico ................................. 96
Figura 5.12 Tensione di ingresso ed uscita dal convertitore principale durante la fase di carica del
banco di supercondensatori .............................................................................................................. 97
Figura 5.13 Correnti in ingresso ed uscita dal convertitore principale durante la carica del banco di
supercondensatori ............................................................................................................................. 98
Figura 5.14 Curva di efficienza durante la carica del banco di supercondensatori ........................... 98
V
Elenco delle Tabelle
Tabella 1.1 Ausiliari della fuel cell e relative potenze dissipate. ......................................................... 3
Tabella 1.2 Confronto tra le performance delle principali tecnologie di fuel cell. .............................. 6
Tabella 1.3 Riassunto delle specifiche della fuel cell Mes-Dea............................................................ 8
Tabella 1.4 Confronto tra i parametri delle famiglie di supercondensatori, condensatori tradizionali
e batterie agli ioni di Litio. ................................................................................................................. 11
Tabella 2.1 Riassunto delle specifiche di progetto per il sistema di gestione dell’energia. .............. 18
Tabella 2.2 Modello di supercondensatore della Maxwell Technologies scelto per il convertitore. 26
Tabella 2.3 Riepilogo delle perdite nel convertitore boost. .............................................................. 28
Tabella 2.4 Riepilogo delle perdite nel convertitore buck. ................................................................ 32
Tabella 2.5 Riepilogo delle perdite nel convertitore SEPIC. .............................................................. 40
Tabella 2.6 Riepilogo dei parametri calcolati per le tre tipologie di convertitori prese in
considerazione. .................................................................................................................................. 40
Tabella 4.1 Simulazione Spice della frequenza di commutazione ..................................................... 72
Tabella 5.1 Simulazioni e misure della frequenza di commutazione con e senza blocco ACOT ....... 94
VI
Abstract
La Shell Eco Marathon è una competizione organizzata dalla multinazionale Shell, compagnia che
opera nel settore energetico a livello globale da più di un secolo. Si tratta di una gara in cui centinaia
di team si sfidano per progettare e realizzare il veicolo che presenti i minori consumi possibili. Il
lavoro di tesi presentato propone un sistema di gestione dell'energia ottimizzato per un prototipo
alimentato da cella combustibile a idrogeno, realizzato dal team del Politecnico di Milano per la Shell
Eco Marathon. Viene proposta un’architettura di tipo ibrido serie in cui la fuel cell viene fatta operare
in un punto di lavoro ottimo fornendo una potenza media costante che può essere direttamente
utilizzata dal motore oppure accumulata in un banco di supercondensatori. Il flusso di potenza viene
gestito da un convertitore switching buck con controllo isteretico, in cui è implementato un
limitatore di corrente che consente anche di limitare la potenza trasferita. Il convertitore permette
la carica dei supercondensatori a corrente costante durante il transitorio iniziale per poi passare a
tensione costante. Il controllo isteretico progettato è dotato di un circuito di emulazione del ripple e
constant on time adattativo (ACOT). L'alimentazione necessaria al circuito di controllo è stata fornita
da un convertitore buck secondario, con anello di controllo in tensione simile a quello del
convertitore principale. Una particolarità di questo circuito è costituita dal fatto che viene alimentato
direttamente dalla sua stessa uscita a 5V grazie alla presenza di un apposito circuito di start-up,
consentendo una ulteriore riduzione della potenza dissipata. Questo sistema è stato quindi studiato
a livello teorico, progettato, simulato e infine realizzato e testato. Vengono presentati inoltre i
principali risultati delle misure sperimentali, con particolare attenzione alle performances ottenute
dai convertitori switching.
VII
INTRODUZIONE
1.1 Shell Eco Marathon: La competizione
La Shell Eco Marathon è una competizione organizzata dalla multinazionale Shell, compagnia che
opera nel settore energetico a livello globale da più di un secolo.
La competizione, le cui origini risalgono al 1939, è arrivata a coinvolgere tre continenti e migliaia di
partecipanti ogni anno. Si tratta di una gara in cui centinaia di team si sfidano per progettare e
realizzare il veicolo che presenti i minori consumi possibili.
Questo evento rappresenta un terreno su cui le migliori università tecniche europee possono
confrontarsi, introducendo innovazioni tecnologiche che di anno in anno portano al raggiungimento
di nuovi record di efficienza e risultati sempre più notevoli, stimolando la ricerca e lo sviluppo nel
campo delle energie rinnovabili e dell'efficienza energetica nel settore automotive. I prototipi
presentati durante la manifestazione infatti, pur non essendo dei mezzi di trasporto effettivamente
adatti all'uso urbano, danno una concreta dimostrazione dei risultati ottenibili con le tecnologie
attualmente a disposizione ed una progettazione ottimizzata a ridurre gli impatti ambientali.
La Shell Eco Marathon prevede due categorie principali:
•
Prototipi: sono veicoli dal design ottimizzato per l'efficienza energetica
•
Urban concept: veicoli progettati per avvicinarsi il più possibile alle urban car, dotati di
equipaggiamenti necessari all'uso urbano, come ad esempio i fari e i tergicristalli.
Dal punto di vista della propulsione, invece, si distinguono due categorie, a loro volta suddivise in
sottogruppi: veicoli con motori a combustione interna e veicoli elettrici. Questi ultimi sono divisi in:
•
Fuel cell idrogeno
•
Fotovoltaico
•
Puro elettrico
1.2 Veicoli del politecnico di Milano
Il Politecnico di Milano, che partecipa alla Shell Eco Marathon a partire dal 2005 ha sviluppato negli
anni tre differenti veicoli:
•
Apollo
Questo prototipo è studiato per massimizzare l'aerodinamica, realizzato prevalentemente in fibra di
carbonio per ridurre il più possibile la massa e alimentato da un pannello fotovoltaico.
1
Figura 1.1 Il veicolo Apollo.
Il migliore risultato ottenuto da questo veicolo risale al 2011, percorrendo 1108 km/kWh,
classificandosi primo nella classifica prototipi ad energia solare.
•
Daphne
Daphne è un veicolo urban concept alimentato a batteria. Nell’edizione 2012 si è classificata al sesto
posto, con il risultato di 161.0 km percorsi per kWh.
Figura 1.2 Il veicolo Daphne.
•
Artemide-H2
Questo prototipo è il veicolo gemello di Apollo, uguale nella struttura e motore, che differisce
solamente per il tipo di alimentazione, fornita in questo caso da una fuel cell ad idrogeno.
Figura 1.3 Il veicolo Artemide.
2
In occasione della Shell Eco-Marathon 2009 Europe®, Artemide ha percorso 224,3 km/kWh
(l'equivalente di 2741 km con un litro di benzina), record italiano di efficienza energetica nel campo
dell’idrogeno rimasto imbattuto per tre anni.
1.2.1 Il sistema del veicolo Artemide H2
Il presente lavoro di tesi ha come scopo la riprogettazione del sistema di gestione dell'energia per il
veicolo Artemide-H2 al fine di massimizzarne l'efficienza complessiva. I principali sottosistemi
coinvolti nella produzione e gestione dell'energia elettrica nel veicolo sono l'impianto idrogeno, il
serbatoio, gli ausiliari, l’elettronica di controllo della fuel cell (ECU = electronic control unit) e la
scheda motore. L’impianto idrogeno è collegato alla bombola di idrogeno che fornisce il gas alla fuel
cell, la quale genera una potenza elettrica che servirà ad alimentare il motore in corrente continua.
1.2.1.1 Impianto Idrogeno- Ausiliari
L'impianto idrogeno ha la funzione di gestire il flusso del gas dalla bombola allo spurgo della cella. E'
composto da due parti: la prima include la bombola, il riduttore di pressione, una valvola di sicurezza,
un flussometro necessario per il conteggio dei consumi durante la gara e un'elettrovalvola, mentre
la seconda include altre due valvole meccaniche, la pompa di ricircolo e la fuel cell.
Per ottenere un corretto funzionamento della fuel cell sono necessari inoltre dei componenti
aggiuntivi chiamati ausiliari, cioè tutti quei dispositivi che consentono alla cella un funzionamento
ottimale. In particolare la cella idrogeno MesDea utilizzata nel veicolo Artemide, richiede tutti gli
ausiliari elencati in Tabella 1.1.
Ausiliare
Potenza dissipata
Ventola di areazione
8.5 W
Ventola di raffreddamento
4.7 W
Valvola di ingresso (normalmente
aperta)
3.5 W
Valvola di uscita
3.5W
Pompa di ricircolo
Elettronica di controllo e
pilotaggio degli ausiliari stessi
2W
Tabella 1.1 Ausiliari della fuel cell e relative potenze dissipate.
Tutti questi costituiscono degli elementi di dissipazione della potenza, di cui bisognerà tenere conto
in fase di scelta della strategia di utilizzo della fuel cell e nei calcoli di efficienza complessiva del
sistema.
1.2.1.2 Il sistema di gestione Energia: l'architettura precedentemente utilizzata
Il sistema di gestione dell'energia e di utilizzo della stessa è illustrato in figura 1.4. La cella
combustibile utilizzata nel prototipo Artemide è una cella Mes-Dea di tipologia PEMFC (polymer
electrolyte membrane fuel cell) appositamente progettata per il team del Politecnico di Milano. La
potenza elettrica da essa generata è di 500W nominali ad una tensione nominale di 24V, la potenza
3
massima però può raggiungere il kW e le tensioni prodotte sono comprese tra 24V e 38V. All'uscita
della fuel cell è direttamente collegata la scheda motore che include, oltre ad eventuale elettronica
di condizionamento, il driver per il motore da 200W ad alta efficienza.
Figura 1.4 Schema a blocchi della vecchia architettura di gestione dell’energia di Artemide.
Il limite principale di questa soluzione è dato dal fatto che la potenza richiesta dal motore viene
fornita direttamente dalla fuel cell, la quale dovrà necessariamente operare nel punto di lavoro
imposto dal motore. Come vedremo nel paragrafo 1.2.2, la cella presenta un'efficienza massima a
bassi carichi (basse correnti); se si considera inoltre che la strategia di gara studiata e testata dal
team negli anni passati, che risulta più conveniente dal punto di vista aerodinamico, prevede
l'alternarsi di accelerazioni e fasi di moto per inerzia, si capisce come la fuel cell non possa operare
in condizioni di efficienza massima, pur essendo sovradimensionata rispetto al motore.
1.2.1.3 Architettura proposta: la tipologia ibrido-serie
Per superare i limiti della vecchia architettura di gestione dell'energia si propone una tipologia ibrido
serie, una generica architettura di questo tipo è schematizzata in Figura 1.5.
Figura 1.5 Schema a blocchi di un veicolo ibrido-serie.
La fuel cell costituisce il generatore di energia, seguito da un circuito che funge da caricatore,
progettato appositamente per immagazzinare in maniera efficiente l’energia nell’accumulatore.
Accumulatore e motore elettrico sono collegati in parallelo a valle del generatore. In questo modo il
flusso di potenza può sia scorrere direttamente da generatore a motore, dal generatore
all’accumulatore oppure dall’accumulatore al motore. Nel caso in cui al motore dovesse servire una
grande quantità di energia, questa può essere infatti fornita sia dalla fuel cell che, ad esempio, dalle
batterie; viceversa se non è richiesta potenza dal motore, la cella combustibile può generare energia
che viene accumulata.
4
I vantaggi principali dei veicoli ibrido-serie sono infatti:
− Consentire l'utilizzo del generatore nel suo punto di lavoro ottimale, che permette di
ottenere la massima efficienza di conversione da combustibile ad energia elettrica,
− Permettere un dimensionamento del generatore parzialmente svincolato dalla potenza del
motore elettrico,
− Fornire picchi di potenza durante i transitori (trasferimenti di energia veloci rispetto a quelli
ottenibili dalla cella combustibile).
Di seguito presentiamo quindi i principali elementi che costituiscono il sistema di gestione
dell'energia.
1.2.2 La fuel cell
Le fuel cells, o celle combustibili a idrogeno, sono dispositivi elettrochimici che convertono l’energia
potenziale chimica dell’idrogeno direttamente in potenza elettrica. Rappresenta un generatore di
energia ad emissioni nulle, in quanto gli unici prodotti della reazione sono acqua e calore, e molto
più efficiente di qualunque motore a combustione in quanto permette di raggiungere efficienze del
60 %.
Le varie tipologie di fuel cells si distinguono in base all’elettrolita e sono confrontate in Tabella 1.2.
Comparison of Fuel Cell Technologies
Fuel Cell Type
Polymer
Electrolyte
Membrane
(PEM)*
Common
Electrolyte
Perfluoro
sulfonic acid
Operating
Temperature
Typical Stack
Size
50-100°C
1 kW–100 kW
Efficiency
Applications
60%
transportation
• Backup
power
35%
• Portable
power
122-212°F
typically 80°C
stationary
• Distributed
generation
•
Transportation
• Specialty
vehicles
Alkaline (AFC)
Aqueous
solution
of
potassium
hydroxide
soaked in a
matrix
90-100°C
10–100 kW
60%
194-212°F
• Military
• Space
Advantages
• Solid
electrolyte
reduces
corrosion &
electrolyte
management
problems
• Low
temperature
• Expensive
catalysts
• Sensitive to
fuel impurities
• Low
temperature
waste heat
• Quick startup
• Cathode
reaction faster
in alkaline
electrolyte,
leads to high
performance
• Low cost
components
5
Challenges
• Sensitive to
CO in fuel and
air
2
• Electrolyte
management
Phosphoric
Acid (PAFC)
Phosphoric acid
soaked in a
matrix
150-200°C
400 kW
40%
302-392°F
100 kW module
• Distributed
generation
• Higher
temperature
enables CHP
• Increased
tolerance to
fuel impurities
Molten
Carbonate
(MCFC)
Solution
of
lithium,
sodium, and/or
potassium
carbonates,
soaked in a
matrix
600-700°C
300 kW–3 MW
1112-1292°F
300 kW module
45-50%
• Electric utility
• Distributed
generation
• High
efficiency
• Fuel flexibility
• Can use a
variety of
catalysts
• Suitable for
CHP
Solid Oxide
(SOFC)
Yttria stabilized
zirconia
700-1000°C
1 kW–2 MW
60%
• Auxiliary
power
• High
efficiency
• Electric utility
• Fuel flexibility
• Distributed
generation
• Can use a
variety of
catalysts
1202-1832°F
• Solid
electrolyte
• Suitable for
CHP & CHHP
• Pt catalyst
• Long start up
time
• Low current
and power
• High
temperature
corrosion and
breakdown of
cell
components
• Long start up
time
• Low power
density
• High
temperature
corrosion and
breakdown of
cell
components
• High
temperature
operation
requires long
start up time
and limits
• Hybrid/GT
cycle
Tabella 1.2 Confronto tra le performance delle principali tecnologie di fuel cell.
La cella PEM, che rappresenta la tecnologia più promettente e diffusa, è costituita da un elettrolita
contenuto tra due elettrodi (anodo e catodo) tra i quali è presente una membrana protonica o PEM
(polimer electrolyte membrane). Il gas di idrogeno fluisce attraverso dei canali verso l’anodo dove,
grazie ad un catalizzatore, le molecole di idrogeno si separano in protoni ed elettroni.
Successivamente la membrana PEM consente il passaggio solamente dei protoni dall’anodo verso il
catodo, mentre gli elettroni fluiscono nel circuito esterno compiendo lavoro. Protoni ed elettroni si
incontrano al catodo dove reagiscono con l’ossigeno presente nell’aria che fluisce attraverso un
apposito canale; questa reazione produce come prodotto acqua e libera calore.
6
Figura 1.6 Illustrazione del principio di funzionamento di una cella combustibile PEM.
La singola cella idrogeno, tramite questo meccanismo genera una differenza di potenziale di pochi
volt, per cui generalmente molte celle sono organizzate in stack, in modo da soddisfare le varie
esigenze di tensione e potenza.
Le principali caratteristiche operative di una cella idrogeno sono presentate nella figura seguente
dove sono illustrate delle tipiche curve di performance (curva caratteristica IV), densità di potenza
ed efficienza. Il grafico (a) rappresenta la tensione in funzione della corrente, possiamo notare come
la cella idrogeno non si comporti come un generatore di tensione ideale, per cui il sistema di gestione
dell’energia nel veicolo deve essere in grado di funzionare correttamente con un ampio range di
tensioni. Inoltre l’efficienza della cella in se risulta inversamente proporzionale alla potenza richiesta
dal carico (grafico (c)). In Figura 1.7 (b) è riportata la densità di potenza in funzione della corrente,
mentre in figura (d) è presente un esempio di efficienza complessiva di un sistema con fuel cell per
un veicolo. Nella progettazione di un sistema ottimizzato, è utile fare riferimento alla curva di
efficienza complessiva del sistema, che permette di individuare il punto di lavoro ottimo.
7
Figura 1.7 Tipiche curve caratteristiche di una fuel cell: (a)curva di polarizzazione, (b)densità di potenza, (c)
efficienza, (d)efficienza del sistema.
1.2.2.1 La fuel cell Mes-Dea
La cella a idrogeno utilizzata nel veicolo Artemide è una fuel cell Mes-Dea appositamente progettata
per questa applicazione per il team del Politecnico di Milano. Le caratteristiche dello stack sono
riportate nella seguente tabella.
Fuel cell stack
Nominal power
500 W
Stack voltage range 24V – 38V
Nominal stack voltage
24 V
Nominal stack current
22 A
Number of cells
40
Tabella 1.3 Riassunto delle specifiche della fuel cell Mes-Dea.
Mentre la curva di polarizzazione, cioè tensione in funzione della corrente, e la potenza sono
riportate figura 1.8.
8
Figura 1.8 Fuel cell MES-Dea (a sinistra). Grafico della curva di polarizzazione (blu) e della potenza prodotta
dallo stack in funzione della corrente (rosso).
1.2.3 I supercondensatori
É possibile distinguere due tipologie di sistemi di accumulo dell'energia elettrica utilizzabili nei veicoli
elettrici ed ibridi: i supercondensatori e le batterie elettrochimiche.
I supercondensatori, sono dei condensatori elettrolitici che, grazie alla loro tecnologia produttiva,
possono raggiungere valori di capacità molto elevati, fino alle migliaia di Farad. Possono essere
suddivisi in due famiglie: I double layer capacitors (DLC) e i pseudocapacitors, mentre una via di
mezzo tra queste due famiglie è costituita dai condensatori ibridi.
Figura 1.9 Famiglie di supercondensatori.
I DLC hanno elettrodi in carbonio o derivati, l’energia è immagazzinata elettrostaticamente tramite
separazione della carica in un doppio strato all’interfaccia tra l’elettrodo e l’elettrolita. La distanza di
separazione della carica di pochi Angstrom permette di ottenere valori di capacità molto più elevate
rispetto ai condensatori convenzionali. I pseudocapacitor hanno elettrodi di ossido di metallo o di
polimero conduttivo. L’energia immagazzinata è di tipo elettrochimico, tramite trasferimento
elettronico (electron transfer). I condensatori ibridi, infine, sono realizzati con elettrodi asimmetrici,
uno dei quali presenta principalmente comportamento capacitivo di tipo elettrostatico, mentre il
secondo ti tipo elettrochimico.
9
Nel contesto di questo lavoro di tesi e in generale per le applicazioni automotive, risultano
particolarmente interessanti i DLC. Essi sono costituiti da una coppia di fogli metallici (gli elettrodi)
su ognuno dei quali è deposto uno strato di fibre di carbonio attivato, separati da uno strato isolante
(separatore) e immersi in un elettrolita. Le proprietà elettriche di questi dispositivi dipendono dalla
porosità dello strato di carbonio e dalla dimensione degli ioni dell'elettrolita. Durante la carica del
condensatore anioni e cationi si accumulano progressivamente nei pori in corrispondenza dei due
elettrodi fino a che, quando il condensatore ha raggiunto la carica massima, l'elettrolita è
completamente svuotato di molecole cariche. La presenza dell’elettrolita, fa sì che le massime
tensioni operative ottenibili per i supercondensatori siano molto basse, comprese tra i 2.1 e i 2.7V,
oltre le quali il solvente dell’elettrolita va in breakdown.
Figura 1.10 A sinistra rappresentazione schematica di un supercondensatore DLC. A destra, schematizzazione
del principio di funzionamento della capacità double layer.
In Tabella 1.4 sono riassunti i parametri tipici e i principali vantaggi e svantaggi delle principali
tipologie di supercondensatori messe a confronto con le batterie agli ioni di litio e con i condensatori
elettrolitici tradizionali.
Parameters of supercapacitors
compared with electrolytic capacitors and lithium-ion batteries
Supercapacitors
Parameter
Aluminum
electrolytic
capacitors
Double-layer
capacitors
for
memory backup
Supercapacitors
for power
applications
Pseudo and
Hybrid
capacitors
(Li-Ion
capacitors)
Lithiumionbatteries
Cell
voltage (V)
4 to 550
1.2 to 3.3
2.2 to 3.3
2.2 to 3.8
2.5 to 4.2
10
Charge/discharge
cycles
unlimited
105 to 106
105 to 106
2 • 104 to 105
500 to 104
Capacitance range
(F)
≤1
0.1 to 470
100 to 12000
300 to 3300
—
Energy density
(Wh/kg)
0.01 to 0.3
1.5 to 3.9
4 to 9
10 to 15
100 to 265
Temperature
range (°C)
−40 to 125
−20 to +70
−20 to +70
−20 to +70
−20 to +60
Power density
(kW/kg)
> 100
2 to 10
3 to 10
3 to 14
0.3 to 1.5
Self discharge time
at room
temperature
short
(days)
middle
(weeks)
middle
(weeks)
long
(month)
long
(month)
Efficiency (%)
99
95
95
90
90
Life time at room
temperature
(Years)
> 20
5 to 10
5 to 10
5 to 10
3 to 5
Tabella 1.4 Confronto tra i parametri delle famiglie di supercondensatori, condensatori tradizionali e batterie
agli ioni di Litio.
La tensione operativa (cell voltage) della singola cella corrisponde alla massima differenza di
potenziale applicabile al condensatore, senza che l’elettrolita vada in breakdown, cioè la condizione
per cui le molecole dell’elettrolita si scompongano a causa dell’elevato campo elettrico. Questo
parametro dipende dal tipo di elettrolita utilizzato.
La resistenza interna in DC è un parametro molto importante, che fornisce una misura delle perdite
di energia che avvengono nell’elettrolita quando scorre corrente, e da essa dipende quindi
l’efficienza. La resistenza interna determina inoltre la massima corrente erogabile (carico massimo),
limitata dalla massima potenza dissipabile.
La densità di energia è definita come la massima energia potenziale accumulabile per unità di massa
ed è pari a
=
=
1
2
mentre la densità di potenza è pari alla potenza media utilizzabile per unità di massa ed è pari a
=
=
1
4
∙
In particolare possiamo notare dalla Tabella 1.4 come le batterie consentano di immagazzinare una
densità di energia circa dieci volte maggiore, mentre i supercondensatori risultano essere più
affidabili, sicuri e possiedono una densità di potenza fino a cento volte maggiore, consentendo cicli
di carica e scarica più veloci. Un confronto diretto tra la densità di energia e di potenza delle diverse
tipologie di accumulatori è illustrato dal grafico di Ragone, in Figura 1.11.
11
Figura 1.11 Grafico di Ragone.
1.2.4 Il sistema ibrido-serie per Artemide
Per il veicolo Artemide viene proposta un’architettura di tipo ibrido-serie. A differenza della
soluzione precedentemente utilizzata, viene qui proposto un sistema con accumulo dell’energia in
un banco di supercondensatori e un DC-DC converter ad alta efficienza per caricare i
supercondensatori e fornire potenza alla scheda motore.
Figura 1.12 Architettura proposta per la gestione dell’energia nel veicolo Artemide.
Dato che i supercondensatori vengono collegati in serie per ottenere una tensione elevata, è
possibile che durante la carica e la scarica uno dei supercondensatori a causa di un possibile
sbilanciamento superi la tensione massima di lavoro. Risulta quindi necessario progettare un
apposito circuito di bilanciamento chiamato CBS (charge balancing system).
Questa soluzione prevede inoltre la presenza di un’apposita scheda di alimentazione ausiliaria, a
bassa potenza e bassa tensione, per alimentare la circuiteria di controllo e modulazione del DC-DC
12
converter principale, in modo da minimizzare il più possibile la dissipazione di potenza. Il
convertitore principale richiede infatti un controllo retroazionato che garantisca una tensione di
uscita ben regolata e una limitazione della corrente fornita al carico, oltre che generare un
opportuno segnale PWM che pilota il FET del convertitore. Alimentare questo circuito richiederà
quindi una dissipazione di potenza aggiuntiva, riducendo l’efficienza complessiva del convertitore.
Il fatto di alimentare tutto il circuito di controllo ad una tensione più bassa, consente di minimizzare
questo contributo di dissipazione. In particolare volendo ottenere un’alimentazione secondaria a 5V
partendo da una tensione intorno ai 35V non regolata, conviene utilizzare un convertitore switching
appositamente progettato, piuttosto che un regolatore lineare, che risulterebbe poco efficiente.
Il lavoro di tesi qui presentato comprende la progettazione del convertitore DC-DC primario che
carica il banco di supercondensatori, il convertitore che fornisce l’alimentazione secondaria a 5V e
il circuito di bilanciamento della carica dei supercondensatori.
13
DC-DC CONVERTER
L’elettronica di potenza è una branca dell’elettronica che si occupa dello studio di sistemi in grado
di convertire in modo efficiente la potenza elettrica proveniente da una sorgente adattandola alle
specifiche richieste dal carico. Essa comprende l’insieme dei dispositivi, sistemi e tecniche di
controllo in grado di operare trasferimenti controllati di energia elettrica tra sorgenti e utilizzatori
con lo scopo di massimizzare l’efficienza di conversione. I dispositivi in grado di realizzare tale
conversione di energia vengono chiamati convertitori elettronici di potenza. Tra questi i convertitori
DC-DC sono in grado di convertire una sorgente continua da un livello di tensione ad un altro.
Le applicazioni di questa tecnologia sono svariate e le potenze in gioco spaziano da poche decine di
milliwatt come nei cellulari a diverse centinaia di megawatt come nel caso dei sistemi di
trasmissione HVDC.
In questo capitolo ricaveremo per prima cosa le principali specifiche per il progetto del convertitore
di tensione principale. In particolare verrà valutato il punto di lavoro ottimo che consenta di
14
massimizzare l’efficienza della cella idrogeno, e verrà calcolata l’energia totale consumata in gara
dal veicolo. In seguito verranno presentate tre differenti possibili architetture ibrido-serie basate su
tre tipologie differenti di convertitori switching. Per ciascuna tipologia verrà presentata una
trattazione analitica semplificata, un possibile dimensionamento e il calcolo della massima efficienza
teorica ottenibile. Infine i risultati ottenuti verranno confrontati e verrà scelta la tipologia di
convertitore più adatta all’applicazione.
2.1 Specifiche di Progetto
Una delle fasi preliminari è stata quella di identificare le specifiche di progetto come potenza,
tensioni e correnti richieste dal veicolo e fornibili dalla fuel cell Mes-Dea. L’idea di base è quella di
creare un architettura tipo ibrido serie in cui alla cella idrogeno è affidato il compito di fornire un
livello di potenza medio in grado di alimentare la macchina durante la gara, mentre gli eventuali
picchi di potenza richiesti dal motore verranno gestiti dal banco di supercondensatori.
La competizione si svolge ogni anno a Ahoy di Rotterdam in un circuito creato appositamente
all’interno della città.
Figura 2.1 Circuito di Ahoy a Rotterdam.
Il percorso risulta per lo più pianeggiante con una lunghezza totale del tracciato di 1630 metri.
Durante la gara ad ogni veicolo viene richiesto di percorrere 10 giri per un totale di 16,3km in un
tempo massimo di 39 minuti. Ipotizzando di percorrere il tracciato con una velocità media di circa
30km/h, corrispondenti a 8,33m/s, il veicolo sarà in grado di completare un giro ogni 195 secondi e
di completare la gara in circa 32 minuti.
Osservando i risultati ottenuti nelle scorse edizioni si nota che il prototipo è in grado di percorrere
una distanza di circa 230 km con un kWh.
15
2.1.1 Calcolo dell’energia consumata in gara (2013)
L’energia consumata per ogni km percorso durante la gara è di circa 4.33Wh, pari a 15.6 kJ. Il
consumo in Joule durante ogni giro risulta essere pari a 25.45 kJ, quindi l’energia totale utilizzata
per percorrere i 16.3 km del percorso di gara sarà pari a 254.5kJ.
Il risultato ottenuto nella competizione del 2013 di 230,5 km/kWh è l’equivalente riferito al
consumo di idrogeno misurato dal flussometro installato a bordo del veicolo durante la gara. Il
valore misurato dal flussometro è quindi la somma dei consumi del motore, degli ausiliari,
dell’elettronica di controllo e delle perdite dovute alla cella combustile ad idrogeno. Considerando
un’efficienza per la cella a combustibile di circa il 40%, il consumo dovuto alla sola elettronica a
bordo ed al motore si aggira intorno ai 254.5 ∗ 0,40 ≅ 102 .Questo risultato può essere
verificato considerando i consumi ottenuti nell’anno 2012 in cui il veicolo a gareggiato in un'altra
categoria in versione elettrica utilizzando come fonte di energia primaria un pacco di batterie al litio
installato a bordo.
In questo modo è possibile trovare il consumo energetico richiesto dal motore e dall’elettronica di
controllo escludendo le perdite dovute all’inefficienza di conversione della cella idrogeno.
Ripetendo i calcoli svolti in precedenza considerando però ora il risultato di 544.5 km/kWh ottenuto
nel 2012, si ottiene un consumo di energia totale pari a 107.7 kJ.
È ragionevole quindi considerare come specifica di progetto un consumo energetico durante la gara
di circa 110 kJ.
2.1.2 Efficienza della cella idrogeno
Una delle soluzioni adottabili per migliorare le prestazioni del veicolo aumentandone il rendimento
è quella di far lavorare la fuel cell in un punto di lavoro in cui l’efficienza di conversione risulti essere
ottimizzata. La curva di polarizzazione mostra l’andamento tipico del voltaggio medio di ogni singola
cella e la potenza generata in funzione della corrente.
Figura 2.2 Curva di polarizzazione della fuel cell Mes-Dea.
Dall’osservazione della curva di polarizzazione della fuel cell installata a bordo del veicolo è possibile
notare una diminuzione del potenziale misurabile ai capi di ogni singola cella che dal valore iniziale
16
di circa 0,95V si riduce progressivamente all’aumentare della densità di corrente, quindi della
velocità del processo elettrochimico, causando un aumento delle perdite all’interno della cella.
Ottenere la condizione ottima di massima efficienza in applicazioni veicolari risulta essere molto
complesso, questo a causa delle continue accelerazioni e decelerazioni effettuate dal veicolo che
costringono la cella idrogeno a lavorare con repentine variazioni di tensioni e correnti. Una delle
possibili soluzioni attuabili è quella di sovradimensionare la fuel cell rispetto al carico da alimentare
in modo che anche durante i picchi di assorbimento da parte del veicolo la cella continui a lavorare
nella parte iniziale della curva di polarizzazione. Nel nostro caso questa soluzione non è praticabile
a causa delle ridotte dimensioni disponibili all’interno del veicolo che non consentono l’installazione
di una fuel cell di maggiori dimensioni. Inoltre l’inevitabile aumento di peso causerebbe un
peggioramento delle prestazioni del veicolo.
La soluzione scelta è invece quella di mantenere la fuel cell Mes Dea attualmente installata a bordo
ma di farla lavorare in modo continuo con un carico costante in un punto di lavoro con efficienza
ottimizzata. I picchi di assorbimento richiesti dal veicolo verranno gestiti dall’elettronica di controllo
e del banco di supercondensatori.
2.1.3 Stima della potenza media richiesta alla cella
Dai calcoli precedentemente effettuati si è stimato un consumo totale durante la gare di circa 110
kJ corrispondenti a circa 11 kJ per ogni giro di pista. Sapendo che ogni giro è lungo 1630 metri e
ipotizzando di percorrerlo con una velocità media di circa 8,33 m/s, il tempo impiegato dal veicolo
per portare a termine un giro di pista sarà di circa 195 secondi.
Il consumo medio stimato sarà circa pari a:
$%&' ≅
11000
≅ 56
195
Considerando un margine di sicurezza si può stimare una potenza media richiesta alla fuel cell di
circa 70W. Utilizzando la curva sperimentale che caratterizza il funzionamento della fuel cell MesDea è possibile ricavare il punto di lavoro corrispondente, cioè una corrente di 2 A e una tensione
di 33V, che potrà essere preso come specifica di progetto.
17
2.1.4 Riepilogo specifiche di progetto
Le specifiche di progetto ricavate dai risultati di gara degli anni precedenti sono riassunte in Tabella
2.1.
Minima Tipica Massima
Tensione di uscita della fuel Cell
31V
33V
37V
Potenza richiesta dal motore
0W
200 W
Potenza erogata dalla fuel cell
0W
66W
500 W
Tensione di funzionamento del motore
24V
Potenza totale assorbita
0W
70 W
Tabella 2.1 Riassunto delle specifiche di progetto per il sistema di gestione dell’energia.
Tali specifiche dovranno essere rispettate nel dimensionamento del pacco di supercondensatori e
del DC-DC converter responsabile del loro caricamento.
2.2 Topologie comuni di convertitori DC-DC e analisi preliminare di
efficienza
Esistono diverse topologie circuitali utilizzabili per realizzare un convertitore di potenza DC-DC. Esse
si distinguono tra loro principalmente per come riescono a modificare il livello di tensione tra
ingresso e uscita e per il livello di potenza che riescono a gestire. A seconda del tipo di sorgente o
carico, a questi dispositivi e richiesto di innalzare o abbassare il livello di tensione in ingresso.
Ottenere regolatori ad elevata efficienza è di fondamentale importanza in molte applicazioni, sia
per questioni di ottimizzazione dei consumi, sia perché un’efficienza bassa causa problemi di
dissipazione termica, soprattutto quando le potenze in gioco sono alte. La famiglia di convertitori
DC-DC più efficienti è quella dei convertitori switching, che sfruttano la commutazione di un
interruttore per trasferire energia tra ingresso e uscita attraverso elementi idealmente non
dissipativi, cioè induttori e condensatori.
Tra le topologie circuitali in grado di effettuare questo tipo di conversioni, le principali sono i
convertitori non isolati buck, boost, sepic, buck-boost e le versioni isolate flyback e forward. Dopo
aver ricavato le specifiche progetto il passo successivo è stato quello di decidere l’architettura del
sistema da implementare.
Sono state considerate tre diverse architetture che si differenziano tra loro dal tipo di convertitore
utilizzato. Di seguito verranno analizzate in dettaglio effettuando delle stime teoriche sull’efficienza
ottenibile in modo da poter scegliere quale delle tre risulta essere migliore per questa applicazione.
2.2.1 Sistema basato su un convertire DC-DC boost
La prima architettura analizzata è quella basata sul convertitore DC-DC boost, topologia che è in
grado di innalzare il livello di tensione tra ingresso ed uscita. La strategia di gara utilizzata dal team
del Politecnico di Milano consiste nell’effettuare accelerazioni di alcuni secondi per poi sfruttare la
bassa resistenza al rotolamento ed l’alta efficienza aereodinamica del veicolo.
18
Figura 2.3 Architettura basata su convertitore boost.
L’idea alla base di questa soluzione è di caricare il banco di supercondensatori alla massima tensione
ammissibile dal regolamento di gara in modo da poter utilizzare durante la scarica un ampia
variazione di potenziale sui supercondensatori. La scheda motore avrà quindi il compito di regolare
a sua volta la tensione presente sul banco di supercondensatori in modo da adattarla ai 24 V richiesti
dal motore.
2.2.1.1 Analisi del convertitore boost
Figura 2.4 (a) Convertitore boost, (b) schema circuitale del boost nella fase do ON, (c) schema circuitale del
boost nella fase do OFF.
Il convertitore boost (in Figura 2.4) è un convertitore di tipo step-up, composto da un induttore, un
interruttore realizzato con un MOSFET pilotato da un’onda quadra, un diodo e un condensatore di
uscita.
19
Figura 2.5 Forme d’onda dei segnali del boost: a sinistra tensione e corrente nell’induttore, a destra la
corrente nel MOSFET e nel condensatore di uscita.
Il principio di funzionamento di un convertitore boost si basa sull’alternarsi di due fasi distinte. Nella
fase di ON (Figura 2.4b) T1 è acceso, mentre D1, che è polarizzato inversamente, è non conduttivo.
In questa fase ai capi dell’induttore cade una tensione
* +,-.
&-
Durante la fase di OFF (Figura 2.4c) T1 è spento e il diodo conduce, per cui la tensione ai capi
dell’induttore è
* +,//. 0 –
23
Le forme d’onda di tensione e corrente dell’induttore in funzione del tempo sono riportate in Figura
2.5, la prima risulta essere un’onda quadra, di conseguenza la corrente risulta avere andamento
triangolare, come si può ricavare integrando la relazione costitutiva dell’induttore.
In base alla forma d’onda della corrente nell’induttore si possono distinguere due modalità di
funzionamento del convertitore: si parla di CCM (continuous conduction mode) quando il valore
della corrente non va mai a zero, e DCM (discontinuous conduction mode) in caso opposto. Per tutti
i convertitori presentati in questo capitolo sarà effettuata l’analisi in CCM e regime stazionario.
Calcolo del rapporto di conversione
La tensione media ai capi di un induttore in un periodo, in condizioni stazionarie, deve essere uguale
a zero. Per cui è possibile scrivere:
0 45
6
7
+
0
8
23 .+1 8
6
Dove T è il periodo di switch, D<1 il duty cycle.
Da cui otteniamo il rapporto di conversione:
9:
;3 +4.
23
0
20
4.5
1
184
0
Il cui andamento al variare del duty cycle è riportato in Figura 2.6.
12
10
Vuot/Vin
8
6
4
2
0
0
0,2
0,4
0,6
0,8
Duty cycle
1
Figura 2.6 Rapporto di conversione di un convertitore boost in funzione del duty cycle.
Essendo D < 1, questa tipologia di convertitore fornisce un guadagno di tensione sempre maggiore
di 1 che idealmente diverge per duty cycle tendenti a 1.
Calcolo della corrente nell’induttore
Durante la fase di on il MOSFET è acceso mentre il diodo non conduce. La corrente Iout è quindi
fornita dal condensatore d’uscita, quindi <= +,-. < 23 . Durante la fase di off in cui il MOSFET è
spento e il diodo risulta acceso, il condensatore di uscita viene ricaricato, per cui <= +,//. <>? 8
< 23 .
Siccome in condizioni stazionarie la corrente media ai capi di un condensatore in un periodo deve
essere uguale a zero
<
23
∙ 4 8 +<>? 8 <
ABC
da cui si ricava la corrente nel diodo <>? = ?D>
.
@
23 .+1
− 4) = 0
Questa risulta anche essere la corrente media circolante nell’induttore.
Poiché ai capi dell’induttore è applicata un’onda quadra di tensione, la corrente che lo attraversa
avrà una forma d’onda triangolare. Complessivamente quindi la corrente nell’induttore sarà pari al
valor medio appena calcolato sommato al ripple di corrente.
con
@ABC
<F* = ?D>
<* (E) = <F* + ∆<* (E)
J$KE < 45
>
∆<* (E) = H
3
∆@
− (?D>) ∆<* + I J$K45 < E < 5
3
∆<* −
∆@I
L’ampiezza del ripple di corrente nell’induttore può essere facilmente calcolata come nella seguente
equazione:
21
∆<*
0
+
∙ 45
6
23
8
2.2.1.2 Stima delle perdite nel convertitore
0 .+1 −
6
4)5
Uno delle figure di merito fondamentali di un convertitore è l’efficienza di conversione
M=
23
0
=
0
−
0
;;
=1−
;;
0
Nota dalle specifiche di progetto la potenza di ingresso, l’efficienza può essere stimata, calcolando
la potenza dissipata nel convertitore. Esistono diversi contributi alle perdite e in questa analisi si
considereranno i contributi principali: le perdite per conduzione nei vari elementi dissipativi, le
perdite di commutazione nel FET e le perdite dovute alla carica e scarica del gate del FET.
Perdite nel Diodo
La potenza dissipata dal diodo può essere calcolata come il prodotto della tensione di forward del
diodo per la corrente media integrata su un periodo.
=
=
N
N
?
∆@
∆@I
(5 − E)%E =
∙ ∙ O> P<F* − IQ + (?D>)
∆@
∆@
R(1 − 4)(<F* − I + I)S =
N
∙ <F* ∙ (1 − 4) =
N
∙<
23
Perdite nel Mosfet
Nei MOSFET possiamo sostanzialmente individuare tre contributi: le perdite ohmiche (di
conduzione), legate alla potenza dissipata nella resistenza di canale del transistor, le perdite di
switching e quelle di gate.
L’energia dissipata ad ogni periodo per caricare e scaricare la capacità di gate del MOSFET sarà pari
alla carica totale di gate per la tensione di pilotaggio, per cui la potenza media dissipata può essere
espressa come
T 3
= UT ∙
T;
∙ /;V
Le perdite di commutazione invece corrispondono alla potenza dissipata durante i transitori di
accensione e spegnimento del transistor. Durante queste fasi, i MOSFET attraversano varie zone di
funzionamento, in cui valgono diverse relazioni tra corrente di drain e tensione Vds. I profili di
tensione e corrente, sono illustrati in Figura 2.7.
In Figura 2.7b invece è rappresentata la tensione di gate-source nel tempo. Questa curva può essere
suddivisa in cinque intervalli di tempo. Durante t1 il transistor è spento e quindi la potenza in questa
fase è nulla, mentre durante t4 e t5 la tensione è zero e di conseguenza anche la potenza dissipata.
Si può facilmente dimostrare che la potenza dissipata durante gli intervalli t2 e t3 è approssimabile
con
;V
=
1
∙
2
0
< 23
(E + EW )/; = 2,74
1−4 N
22
Figura 2.7 Sopra: tensione di drain-source e corrente di drain di un MOSFET che commuta. In basso: profilo di
tensione gate-source in funziona del tempo.
Infine per calcolare la potenza media dissipata nella resistenza di canale (di on) nel MOSFET
procediamo moltiplicando Rds(on) per il quadrato del valore efficace della corrente di drain (in Figura
2.8).
Figura 2.8 Forma d’onda di corrente del MOSFET in un convertitore boost.
YZ
=
1 >
∆<
∆<
+,-.
[ \]<F* − * ^ + ] * ∙ E^_ %E
;
5 `
2
45
F ∙ 4 + 1 ∆< ∙ 4_
12 *
; (,-) \<*
Considerando una resistenza di canale pari a 6mΩ si ottiene una potenza dissipata per conduzione
di 7.46mW.
Perdite nell’induttore
La potenza dissipata nell’induttore è anch’essa composta da due contributi:
-
Perdite dovute alla resistenza serie
23
Si consideri la forma d’onda della corrente nell’induttore illustrata in Figura 2.5. Supponiamo
ad esempio di utilizzare un induttore SER2918H-333 che presenta una resistenza serie Resr
=2.86 mΩ
;a
;a*
=
-
5
;a
b[
>
`
\]<F* 8
∆<*
∆<*
∆<*
∆<*
^+]
∙ E^_ %E + [ \]<F* + 2 ^ − ](1 − 4)5 ∙ E^_ %Ec
2
45
>
< 23
∆<*
d
+
e
(1 − 4)
12
Perdite nel nucleo
La potenza dissipata nel nucleo dell’induttore è una funzione della densità di campo
magnetico, della frequenza di switching e dipende inoltre dalla geometria dell’induttore e
dalle proprietà del materiale di cui è composto il nucleo. Essendo sia molto difficile il calcolo,
sia reperire i dati necessari, ci affidiamo al software di calcolo fornito dal produttore del
componente utilizzato.
2.2.1.3 Dimensionamento del convertitore boost
Considerando che la tensione massima ai capi dei supercondensatori sarà pari a 48V e utilizzando la
relazione tra ingresso ed uscita precedentemente ricavata è possibile ottenere il valore del duty
cycle necessario per ottenere questa tensione di uscita, che risulta essere pari al 31%.
La corrente in uscita dal convertitore può essere calcolata a partire dalle specifiche di potenza e
tensione d’uscita e sarà pari a:
<
23
=
23
23
= 1.38h
Di conseguenza la corrente media nell’induttore, pari alla corrente nel diodo e alla corrente
prelevata dalla sorgente risulta pari a
<F* =
< 23
= 2h
1−4
Durante la progettazione di un convertitore DC-DC Boost è buona norma imporre il ripple di
corrente nell’induttore pari al 20% - 40% della corrente massima in uscita dal convertitore.
Imponendo questa condizione
∆<* = <
23
∙ 0,30 ≅ 0,4h.
Scegliendo un induttore SER1918H-333 con L = 33uH, DCRmax =2.86mΩ e Isat (A) = 7 A, possiamo
calcolare la frequenza minima di switching:
/Z 0 =
∙4
33 ∙ 0,31
=
≅ 800 jk
∆<* ∙ 6 0,4 ∙ 33 ∙ 10Di
0
Scegliamo come frequenza di switching del convertitore 800khz.
24
La scelta del diodo e del MOSFET dovranno essere tali da minimizzare la dissipazione di potenza.
Poiché le perdite nel diodo sono proporzionali alla tensione di forward, risulta conveniente scegliere
un componente in cui questo valore è minimo, come ad esempio un diodo shottky (ad es.
MBRB20H100CTT4G).
Per quanto riguarda il MOSFET invece è importante scegliere un dispositivo con bassa Rds(on) carica
di gate bassa e tempi di rise e fall bassi. Come esempio considereremo un NMOSFET IRFS40107PPbf, che presenta Rds(on)=3.3mΩ, Qg=150nC a Vg=10V, tr=56ns e tf=48ns.
Infine, per ridurre un po’ le perdite dovute al gate è possibile pensare di diminuire la tensione di
pilotaggio a scapito di un aumento della Rds(on) del MOSFET, scegliamo quindi di utilizzare una
Vg=5V, a cui corrisponde una Qg=100nC e una Rds(on)=6mΩ.
2.2.1.4 Dimensionamento dei supercondensatori
La potenza in uscita dal convertitore boost è di circa 67W alla tensione di 48 V. Siccome i
supercondensatori presentato una tensione massima di lavoro pari a 2.7 V, è necessario metterne
diversi in serie per creare un banco di supercondensatori che possa lavorare alla tensione voluta. Il
numero minimo di supercondensatori necessari per la nostra applicazione si calcola come
l
Z m
Z mn o
≅ 19pqJ$Kr'J
Volendo di prendere un po’ di margine si può scegliere un numero di supercondensatori pari a 20.
Considerando la strategia di gara adottata dal team del Politecnico di Milano, il banco di
supercondensatori deve essere in grado di fornire potenza al motore da 200W durante le fasi di
accelerazione. Ipotizziamo che il motore possa lavorare al massimo della sua potenza durante le fasi
di accelerazione di durata massima pari a 10 s. Il pacco di supercondensatori deve quindi poter
fornire una potenza di 133W, quando il convertitore è acceso, e 200W, nel caso in cui il convertitore
sia spento, (che avviene quando i supercondensatori risultano carichi) per almeno tale durata di
= 200 ∙ 10p = 2000 . Poiché
tempo. L’energia totale richiesta durante la scarica è quindi s
il motore viene alimentato a 24V, durante la scarica la tensione sui condensatori potrebbe scendere
fino a 24V, però questo causerebbe dei problemi al convertitore DC-DC Boost in quando si
troverebbe a lavorare con un duty cycle troppo piccolo.
Figura 2.9 Schematizzazione dei flussi di potenza tra motore, banco di supercondensatori e convertitore.
25
Il Duty Cycle a cui lavora il convertitore è dato dalla seguente equazione: 4
23
8
0
23
Sapendo la tensione di ingresso Vin e fissando il minimo duty cycle a cui i MOSFET possono lavorare
correttamente, circa 10%, posso ricavare la minima tensione a cui può scendere il convertitore.
uvw
+?D>.
t0
xxu
+?D`,?`)
=37 V
Prendendo un margine consideriamo come tensione minima 40 V, quindi la variazione di tensione
massima consentita sui supercondensatori sarà di circa 8 V.
A questo punto è possibile calcolare la minima capacità necessaria a fornire l’energia richiesta.
∆Ez{| =
Z0
1
1
CV•€•••{‚ƒ −
2
2
=
∆Ez{| ∙ 2
− t0
0„
t0
= 2000
= 5,68…
Considerando che il pacco è formato da 20 supercondensatori in serie ogni singolo
supercondensatore dovrà avere una capacità di almeno 113 F.
Come supercondensatore è stato scelto il seguente modello:
Tabella 2.2 Modello di supercondensatore della Maxwell Technologies scelto per il convertitore.
La scelta è ricaduta su un supercondensatore di capacità maggiore perché più è elevato il valore
della capacità e minore è la loro resistenza serie, riducendo così le perdite ohmiche.
2.2.1.5 Calcolo dell’efficienza
Procediamo ora con il calcolo delle perdite del convertitore e quindi dell’efficienza.
•
Perdite nel Diodo
=
N
∙<
23
= 1.2
Dalla curva I(V) del diodo, noto che la corrente media che lo attraversa è di circa 2 A, è possibile
ricavare con esattezza la tensione e quindi la potenza dissipata, che in questo caso è 1.2W.
26
Figura 2.10 Curva IV del diodo MBRB20H100CTT4G.
•
Perdite nel MOSFET
Il MOSFET precedentemente scelto ha una Rds(on)=3.3mΩ, per quanto riguarda le perdite ohmiche
si ottiene
; +,-. \< 23 4
YZ
7
1
∆< 4_ = 12
12 *
Ipotizziamo di pilotare il MOSFET con un driver a 5V. La carica di gate totale QG del MOSFET è di circa
100nC, si ottengono delle perdite di gate
T 3
= UT ∙
T;
∙ /;V = 0.48
Per calcolare le perdite per commutazione nel MOSFET, utilizziamo
;V
•
=
Perdite nell’induttore
1
2
0 < 23 †Et
+ Ea ‡/; = 2.74
Perdite dovute alla resistenza serie ResrL =2.86 mΩ
;a*
=
;a* d< 23
+
∆<*
e ≅ 11.47
12
Perdite nel nucleo calcolate da un apposito software pari a 62mW.
•
Perdite dovute alla resistenza parassita del banco di supercondensatori
A bordo del veicolo la scheda motore è in grado di limitare l’assorbimento massimo a 5 A da cui si
ricava la massima potenza dissipata dalla resistenza parassita dei condensatori.
;a=
= l;2o
an o
;a= <Z m
27
= 44 Ω ∙ 5 = 1,1
Nella seguente tabella sono raccolti tutti i dati riguardo le perdite nel convertitore boost fin qui
calcolati.
Perdite nel diodo
1,2 W
Perdite nel Mosfet (gate)
0,48 W
Perdite nel Mosfet (commutazione)
2,74W
Perdite nel Mosfet (Rdson)
7,46 mW
Perdite nell’induttore (Resr)
11,47 mW
Perdite nell’induttore (nucleo)
62 mW
Perdite nei Supercondensatori
1,1W
Stima delle perdite totali
5,6 W
Tabella 2.3 Riepilogo delle perdite nel convertitore boost.
L’efficienza del sistema convertitore più supercondensatori risulta quindi:
M‰
Š
0
7
23
67
= 92,2%
+67 7 5,6)
;;
2.2.2 Sistema basato su convertitore Dc-Dc Buck
Figura 2.11 Architettura basata su convertitore buck.
Il buck è un regolatore di tipo step-down, che può quindi converte la tensione di ingresso in una
tensione più bassa. In questa soluzione la conversione viene effettuata da 33V a 27V, tensione che
consente un corretto funzionamento del motore, ma ha anche il vantaggio di richiedere un numero
minore di supercondensatori, con conseguente riduzione dell’occupazione di volume.
2.2.2.1 Analisi del convertitore buck
28
Figura 2.12 (a) schema circuitale del convertitore buck. (b) fase di ON del convertitore buck, (c) fase di OFF.
Il convertitore buck è composto da un interruttore (realizzato con un MOSFET) pilotato da un onda
quadra, un diodo e un filtro LC. Le forme d’onda del circuito sono riportate in Figura 2.12.
Figura 2.13 Forme d’onda dei segnali del buck: a sinistra tensione e corrente nell’induttore, a destra la
corrente nel MOSFET e nel condensatore di uscita.
Nella fase di on T1 è acceso e il diodo interdetto, ai capi dell’induttore durante la prima fase cade la
tensione
* +,-.
0
8
23
Viceversa durante la fase di off T1 è interdetto mentre D1 è conduttivo, in questa fase la tensione
ai capi dell’induttore è
* +,//.
Calcolo del rapporto di conversione
–
23 .
La tensione media ai capi di un induttore in un periodo in regime stazionario deve essere uguale a
zero, da cui
+
0
8
6
23 .45
7
+8
23 .+1 8
6
4.5
0
con pochi passaggi otteniamo il rapporto di conversione del convertitore
9‰Œ=• +4.
29
23
0
4
1
,qE/ &-
0,8
0,6
0,4
0,2
0
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
Duty Cycle
Figura 2.14 Relazione ingresso-uscita del convertitore buck.
Calcolo della corrente nell’induttore
Come si può osservare in figura 2.13 la corrente media nell’induttore è uguale alla corrente di uscita.
Durante la fase di on in cui T1 è acceso e D1 e spento la corrente verrà prelevata dall’ingresso e la
corrente nel MOSFET sarà uguale alla corrente media nell’induttore più un ripple. Viceversa durante
la fase di off T1 sarà spento mentre D1 accesso e la corrente circolante in D1 sarà pari alla somma
della corrente media nell’induttore più un ripple di corrente.
Anche in questo caso quindi l’induttore avrà applicata un’onda quadra di tensione, per cui la
corrente avrà andamento triangolare del tipo
dove
<F*
<
∆<* +E.
23
<* +E.
H
3
>
3
8 +?D>.
∆<* 8
∆@I
∆<* 7
<F* 7 ∆<* +E.
J$KE < 45
∆@I
J$K45 < E < 5
L’ampiezza del ripple di corrente nell’induttore può essere facilmente calcolato utilizzando la
seguente equazione:
∆<*
0
∙ 45
6
+
23
8
0 .+1 −
6
4)5
2.2.2.2 Dimensionamento del convertitore buck
Avendo scelto come tensione d’uscita dal convertitore 27V, il corrispondente duty cycle risulta
essere 81%.
La corrente in uscita dal convertitore, pari alla corrente media nell’induttore, può essere calcolata a
partire dalle specifiche di potenza e tensione d’uscita e sarà pari a:
<
23
= <F* =
23
23
30
= 2.48h
Durante la progettazione di un convertitore DC-DC è buona norma imporre il ripple di corrente pari
al 20% - 40% della corrente massima in uscita dal convertitore. Imponendo anche in questo caso
come per il boost un ripple del 30%, si ricava
∆<*
<
23
∙ 0,30 ≅ 0,74h.
Scegliendo un induttore SER1918H-333 con L = 33uH, DCRmax =2.86mΩ e Isat (A) = 7 A, possiamo
calcolare la frequenza minima di switching:
/Z 0 =
∙4
≅ 250 jk
∆<* ∙ 6
0
Anche in questo caso il diodo e il MOSFET devono essere scelti in modo da ridurre il più possibile la
potenza dissipata. La scelta ricade su un diodo SBR8U60P5-13 e un MOSFET a canale n IRFS30067PPbF. Ricordiamo che gli NMOSFET sono tipicamente più veloci nelle commutazioni rispetto ai
PMOSFET, oltre a presentare una resistenza di canale più bassa. Nel caso del convertitore buck, il
MOSFET è in configurazione high-side, per cui richiede un apposito driver di tipo bootstrap per poter
pilotare correttamente il gate a tensioni superiori rispetto al potenziale di ingresso. Anche in questo
caso conviene pilotare il gate con una differenza di potenziale tra gate e source di circa 5V, per
mantenere minime le perdite di commutazione.
2.2.2.3 Dimensionamento dei supercondensatori
Anche in questo caso il procedimento di dimensionamento è analogo al caso del convertitore boost,
riportiamo quindi solamente i risultati:
•
Numero di supercondensatori
l;2o
•
an o
Capacità minima necessaria
=
Z m
Z mn o
∆Ez{| =
= 11pqJ$Kr,-%$-p'E,K&
1
1
CV•€•••{‚ƒ −
2
2
C=
∆Ez{| ∙ 2
− t0
0„
t0
= 2000
= 20…
Considerando che il pacco è formato da 11 supercondensatori in serie ogni singolo
supercondensatore dovrà avere una capacità pari a 240F. È possibile scegliere lo stesso modello di
supercondensatori utilizzato nel boost.
2.2.2.4 Stima dell’efficienza del convertitore
Per calcolare la potenza dissipata dal convertitore si procede in maniera del tutto analoga a quanto
effettuato per il convertitore boost. Di seguito riportiamo i risultato ottenuti:
•
Perdite nel Diodo
Diversamente dal caso del boost, la corrente nel diodo è discontinua e pari a zero nella prima parte
del periodo, per cui la potenza media dissipata nel diodo è
31
N
•
∙
Perdite nel MOSFET
∆<* (E)
1
∆<* (E)
(5 − E)%E = 0.35
[ ]<F* −
^+
(1 − 4)5
5 >
2
Per calcolare le perdite ohmiche dovute alla resistenza di canale dobbiamo innanzitutto valutare
quanto vale tale resistenza. Dal datasheet si ricava una Rds(on)=13mΩ e Qg=120nC, si ottiene
YZ
=
; (,-) \< 23 4
= UT ∙
T 3
T;
+
1
∆< 4_ = 12
12 *
∙ /;V = 150
Essendo i tempi di rise e fall pari rispettivamente a 61ns e 69ns, le perdite per commutazione nel
MOSFET sono pari a
;V
•
=
Perdite nell’induttore
1
2
0 < 23 †Et
+ Ea ‡/; = 1.56
Perdite dovute alla resistenza serie ResrL =2.86 mΩ
;a*
=
;a*
d<
23
+
∆<*
e ≅ 24
12
Perdite nel nucleo calcolate da un apposito software pari a 10mW.
•
Potenza dissipata a causa della resistenza serie dei supercondensatori (considerando che la
scheda motore limita la corrente a 5A)
;a=
= l;2o
an o
∙
;a=
∙ <Z
m
= 0,66
Nella seguente tabella sono raccolti tutti i dati riguardo le perdite nel convertitore buck fin qui
calcolati.
Perdite nel diodo
0,35 W
Perdite nel Mosfet (gate)
0,15 W
Perdite nel Mosfet (commutazione) 1,56 W
Perdite nel Mosfet (Rdson)
12 mW
Perdine nell’induttore (Resr)
24 mW
Perdite nell’induttore (nucleo)
10 mW
Perdite nei Supercap
0,66W
Stima delle perdite totali
2,106 W
Tabella 2.4 Riepilogo delle perdite nel convertitore buck.
L’efficienza del sistema convertitore più supercondensatori risulta quindi:
M‰Œ=• =
0
23
+
;;
67
= 96%
(67 + 2,766)
32
=
2.2.3 Sistema basato su convertitore Dc-Dc Sepic
Figura 2.15 Architettura basata su convertitore sepic.
Dalle analisi effettuate sul convertitore buck e boost abbiamo visto come una tensione di uscita
troppo alta obbliga ad utilizzare un numero di supercondensatori molto elevato mentre una troppo
bassa riduce l’escursione di potenziale utilizzabile. L’idea su cui si basa questa architettura è quella
di ottenere un compromesso tra il numero di supercondensatori e l’escursione di tensione
utilizzabile.
2.2.3.1 Analisi del convertitore SEPIC
Figura 2.16 Schema circuitale di un convertitore SEPIC.
Il SEPIC (Single Ended Primary Inductor Converter) è una tipologia di convertitore switching che può
regolare una tensione di uscita minore, uguale o maggiore rispetto alla tensione di ingresso. É
costituito da un interruttore low side, un diodo, due induttori e due condensatori. É quindi una
tipologia che consente utilizzi molto flessibili, può lavorare con ampi range di tensioni di ingresso,
ma tendenzialmente risulta più ingombrante e meno efficiente a causa del maggior numero di
elementi che lo costituiscono.
33
Figura 2.17 Fasi di on (a sinistra) e off (a destra) nel convertitore SEPIC.
Il condensatore C1 disaccoppia ingresso da uscita, in modo che non ci sia un cammino diretto di
corrente, e ha la funzione di trasferire l'energia accumulata in L1. La corrente di uscita viene fornita
da L2.Il condensatore C2 invece filtra il segnale di uscita, come nei casi precedenti.
Le forme d'onda dei segnali del circuito sono riportate in Figura 2.18.
Figura 2.18 Forme d’onda nel convertitore SEPIC.
Calcolo del rapporto di conversione
Durante la fase off il transistor T1 è spento e diodo D2 acceso, come illustrato in Figura 2.17. La
tensione ai capi dell’induttore L2 è
*
+,//.
34
23
Bilanciando la tensione media sull’induttore L2 in regime stazionario
*
si ricava
+,-. ∙ 45
7
6
*
+,//. ∙ +1 − 4)5
=0
6
(,-) = −
*
23
1−4
4
che è anche pari alla tensione a cui si carica il condensatore C1. Nella successiva fase di on la tensione
ai capi del condensatore C1 rimane quindi
=? (,-)
=
23
1−4
4
Sempre analizzando il circuito di Figura 2.17 si ricavano le tensioni ai capi di L1 nelle fasi di on e off
rispettivamente
*? (,//)
=
*? (,-)
0
−
=?
=
−
0
23
=
0
−
23
4
Siccome in regime stazionario la tensione media ai capi di un induttore deve essere nulla possiamo
scrivere
*? (,-)
∙ 45 = −
*? (,//)
Il rapporto di conversione risulta quindi pari a:
23
0
=
10
∙ (1 − 4)5
4
1−4
9
8
Vout/Vin
7
6
5
4
3
2
1
0
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
Duty cycle
Figura 2.19 Rapporto di conversione convertitore del SEPIC in funzione del duty cycle.
Al variare del duty cycle il rapporto tra tensione di uscita e di ingresso può assumere valori sia minori
che maggiori di 1, il che conferma come questa tipologia di convertitore può realizzare sia uno stepup che uno step-down.
35
Dopo aver ricavato la relazione ingresso-uscita possiamo calcolare la tensione sul condensatore C1
e le tensioni sugli induttori
1−4
=
4
Ž
Ž
=?
*
*
(,-) = −
(,//) =
23
0
23
0
*? (,-)
=
*? (,//) = −
0
23
Come si può vedere le tensioni sui due induttori sono uguali ma di segno opposto. Quindi è possibile
usare un solo induttore accoppiato.
Calcolo delle correnti medie
Figura 2.20 Bilancio di corrente al nodo di uscita nelle fasi di on (a sinistra) e off (a destra).
Per prima cosa calcoliamo la corrente nel diodo. Durante la fase di on è interdetto per cui la corrente
è nulla, mentre nella fase di off <> (,//) = <= 23 (,//) + < 23
Per quanto riguarda il condensatore di uscita invece
<r
23 (,-)
=<
23
Siccome in regime stazionario la corrente media in un condensatore deve essere nulla
da cui si ottiene
<
23 4
= (<> (,//) − <
< (,//) =
23 )(1 −
4)
< 23
1−4
Figura 2.21 Bilancio di correnti su L2 nella fase di on (a sinistra) e off (destra).
36
Durante la fase di on la corrente che scorre in C1 è pari a quella che scorre in L2. In regime stazionario
la variazione di corrente totale nel condensatore è nulla per cui
<* +,-.4
<= +,//.+1 − 4)
Sapendo inoltre che durante la fase di off la corrente nel condensatore è data da
<= (,//) + <* = <> (,//).
e conoscendo la corrente nel diodo e quella in C nella fase di off, sostituendo si ottiene
<*
4
+ <* = <
1−4
23
1
→ <
1−4
23
= <*
Però so che <= = <* ?D> = < 23 ?D> e che IC risulta essere uguale anche alla corrente circolante in
L1 e quindi alla corrente d’ingresso del convertitore
>
>
< 0 = <= = <
23
4
1−4
Infine calcolando il rapporto tra corrente di uscita e quella di ingresso si ricava
< 23 1 − 4
=
<0
4
che è appunto il reciproco del rapporto di conversione della tensione.
2.2.3.2 Dimensionamento del convertitore
Il convertitore sepic dovrà lavorare con una tensione di ingresso di 33V, e potenza di uscita di 67W.
Le tensioni di uscita considerate vanno da 24V minimo a 35V.
Considerando che la tensione minima ai capi dei supercondensatori sarà pari a 24V e utilizzando la
relazione tra ingresso ed uscita precedentemente ricavata è possibile ottenere il valore del duty
cycle necessario per ottenere questa tensione di uscita, che risulta essere pari al 42%.
La corrente in uscita dal convertitore può essere calcolata a partire dalle specifiche di potenza e
tensione d’uscita e sarà pari a:
<
=
23
23
23 @•
= 2.8h
Durante la progettazione di un convertitore Dc-Dc sepic è buona norma imporre il ripple di corrente
pari al 20% - 40% della corrente massima in uscita dal convertitore, per entrambi gli induttori.
∆<* = <
23
∙ 0,30 ≅ 0,84h.
Scegliendo due induttori SER1918H-333 con L = 33uH, DCRmax =2.86mΩ e Isat (A) = 7 A, possiamo
calcolare la frequenza minima di switching nel caso peggiore, quando Vout=24V:
/Z 0 =
∙4
24 ∙ 0,42
=
≅ 364 jk
∆<* ∙ 6 0,84 ∙ 33 ∙ 10Di
0
37
Scegliamo quindi come frequenza di switching del convertitore 500khz.
Come prima cosa effettuo la scelta del transistor da utilizzare per la costruzione del convertitore
Come MOSFET N scegliamo IRFS3006-7PPbF, che presenta Rds(on)=1.5 mΩ, Qg=200 nC a Vg=10 V,
tr=61 ns e tf=69 ns.
Come diodo scelgo il SBR8U60P5-13 e VF=0.5 V a 8 A.
2.2.3.3 Dimensionamento dei supercondensatori
•
Numero di supercondensatori
La potenza in uscita dal convertitore Boost ≅ 67W alla tensione di 33 V. È possibile calcolare il
numero minimo di supercondensatori con lo stesso metodo utilizzato nei casi precedenti
l;2o
an o
=
Z m
Z mn o
=
35
≅ 13pqJ$Kr'J
2,7
Prendendo un margine scegliamo di utilizzare 14 supercondensatori.
•
Capacità minima necessaria
Anche in questo caso il banco di condensatori deve poter erogare almeno 200 W e immagazzinare
un’energia di 2000 J.
Ricordando che la tensione massima di uscita è 35V e la minima 24V, la variazione di tensione
massima consentita sui supercondensatori sarà di circa 11 V.
∆sn
∆
o
Z m
=
1
2
= 35 − 24 = 11
−
0„
1
2
∆Ez{| ∙ 2
=
−
0„
t0
t0
= 2000
= 7.8…
Considerando che il pacco è formato da 14 supercondensatori in serie ogni singolo
supercondensatore dovrà avere una capacità pari a 110 F. È possibile scegliere lo stesso modello
utilizzato nei casi precedenti.
2.2.3.4 Calcolo dell’efficienza
Procediamo ora con il calcolo delle perdite del convertitore e quindi dell’efficienza.
•
Perdite nel Diodo
=
t
∙<
23 (1
− 4) = 0.672
Osservando il datasheet del diodo posso ricavare la massima tensione di forward considerando
una corrente di circa 4 A. Considero quindi per questo diodo una VF= 0.4 V.
38
Figura 2.22 Curva IV del diodo SBR8U60P5-13.
• Perdite nel MOSFET
Ipotizzando di pilotare il gate del MOSFET con un driver con bootstrap alimentato a 5V, noto che la
total charge QG è di circa 120nC
UT ∙
T 3
T;
∙ /;V
0.3
Considerando una resistenza di canale pari a 2mΩ ottengo una potenza dissipata per conduzione
YZ
; (,-) \< 23 4
=
+
1
∆< 4_ = 6.3
12 *
Per calcolare le perdite per commutazione nel MOSFET, utilizziamo
;V
=
1
2
0 < 23 †Et
+ Ea ‡/; = 3
• Perdite nell’induttore
Perdite dovute alla resistenza serie ResrL =2.86 mΩ
;a*
=
;a*
d<
23
+
∆<*
e ≅ 22
12
Perdite nel nucleo calcolate da un apposito software pari a 107 mW.
•
Perdite dovute alla resistenza parassita del banco di supercondensatori
A bordo del veicolo la scheda motore è in grado di limitare l’assorbimento massimo a 5 A da cui si
ricava la massima potenza dissipata dalla resistenza parassita dei condensatori
;a=
= l;2o
an o
;a= <Z m
= 30.8 Ω ∙ 5 = 0.77
Nella seguente tabella sono raccolti tutti i dati riguardo le perdite nel convertitore sepic fin qui
calcolate.
39
Perdite nel diodo
0,67 W
Perdite nel Mosfet (gate)
0,3 W
Perdite nel Mosfet (commutazione)
3W
Perdite nel Mosfet (Rdson)
6,3mW
Perdine nell’induttore (Resr)
44mW
Perdite nell’induttore (nucleo)
214mW
Perdite nei Supercap
0,77W
Stima delle perdite totali
5W
Tabella 2.5 Riepilogo delle perdite nel convertitore SEPIC.
Efficienza del sistema convertitore più supercondensatori risulta quindi:
M;
on
0
7
23
;;
67
= 93%
+67 7 5)
Usando un induttore accoppiato si possono diminuire le perdite perché a parità di induttanza si può
lavorare a frequenza più bassa mantenendo lo stesso ripple di corrente. Esiste però un problema
legato alla resistenza serie dell’induttori accoppiati che è di valore elevato aumentando così il valore
delle perdite nell’induttore.
La configurazione Buck risulta quindi essere più efficiente.
2.3 Confronto e scelta del sistema da implementare
Nella tabella seguente sono riportati i risultati dei calcoli preliminari ottenuti. Da questi dati è
possibile effettuare una stima preliminare a pari potenza erogata delle performance ottenibili con
le tre soluzioni prese in considerazione.
Sistema
Boost
Sepic
Buck
Vin
33
33
33
Vout
40-48
24-35
27-23
Duty Cycle
10%-31%
50%-42%
81%-70%
Frequenza
800khz
500khz
250khz
n° Supercap
20
14
12
Efficienza
92,2%
93%
96%
Tabella 2.6 Riepilogo dei parametri calcolati per le tre tipologie di convertitori prese in considerazione.
Il sistema basato su convertitore Buck risulta essere quello più efficiente. Inoltre tra le tre
architetture analizzate richiede l’utilizzo di meno supercondensatori permettendo così una
riduzione di peso, costo e soprattutto di spazio necessario per l’installazione del sistema nel veicolo,
caratteristiche che lo rendono più adatto per questa applicazione.
40
TECNICHE DI CONTROLLO PWM
In questo capitolo verranno analizzate le principali tecniche di controllo e compensazione utilizzate
nella realizzazione di un convertitore DC-DC step-down come il convertitore buck implementato in
questo progetto. L’analisi verrà effettuata su tre schemi di controllo differenti, chiamati voltage
mode, current mode e hysteric control, evidenziando pregi e difetti di ciascuna configurazione
soprattutto riguardo la loro implementazione in questo progetto.
3.1 Voltage mode
Un convertitore switching con controllo voltage mode può essere modellizzato attraverso l’uso di
tre blocchi principali che caratterizzano le performance del suo sistema ad anello chiuso.
Figura 3.1 Schema a blocchi di un convertitore switching
Una della principali caratteristiche del convertitore step-down buck è quella di poter lavorare con
una frequenza di commutazione costante che riduce e rende prevedibili le emissioni
elettromagnetiche generate dal convertitore. Questo è reso possibile grazie alla presenza di un
oscillatore in grado di generare una rampa di tensione a frequenza fissa ed a un comparatore.
Figura 3.2 Schema a blocchi del modulatore
41
Un oscillatore locale genera un segnale a dente di sega con frequenza pari alla frequenza di
commutazione del convertitore. Questo segnale a dente di sega viene inviato al comparatore che lo
confronta con il segnale errore proveniente dalla rete di compensazione e genera il segnale di
controllo ad onda quadra e duty cycle variabile da inviare al driver dei MOSFET. L’insieme di
oscillatore, comparatore ed eventuale altra circuiteria di controllo costituiscono il blocco chiamato
modulatore che può essere descritto tramite un guadagno pari al rapporto tra la tensione di ingresso
e l’ampiezza del segnale a dente di sega.
’Z
∆
&-
a Zo
A causa delle fluttuazioni della tensione d’ingresso Vin, il guadagno del modulatore non è costante.
Questo provoca una variazione del guadagno d’anello rendendolo proporzionale alla tensione
d’ingresso. Per risolvere questo problema spesso si usa introdurre un ulteriore compensazione di
tipo feedforward, che consiste nel generare un segnale a dente di sega proporzionale alla tensione
di alimentazione Vin. Un esempio di funzionamento della compensazione feedforward è riportato
in Figura 3.3.
Figura 3.3 Simulazione Spice della risposta al transitorio con e senza la compensazione Feed-Forward
Il secondo blocco fondamentale che compone il convertitore buck è il filtro d’uscita, formato da un
induttore L, dalla capacità d’uscita Cout e dalle loro componenti parassite ESR e DCR.
Figura 3.4 Filtro d’uscita del convertitore buck.
42
’t
3a
1 7 “ ∙ s“ ∙ 23
1 7 “ ∙ +s“ 7 4 . ∙ 23 7 “ ∙ 6 ∙
23
La funzione di trasferimento del filtro d’uscita presenta due poli complessi coniugati posti alla
?
?
pulsazione di risonanza ”`
e uno zero in ”„
. È importante notare che le
–;a∙=ABC •*∙=ABC
resistenze parassite associate all’induttore e alla capacità di uscita vanno a influenzare il fattore di
qualità delle rete risonante.
Figura 3.5 Modulo e fase del filtro d’uscita del convertitore buck.
Prima di passare all’analisi dell’ultimo blocco del sistema costituito dalla rete di compensazione è
utile procedere con l’analisi del guadagno ad anello aperto in modo da comprendere perché è
necessario compensare al fine di rendere stabile il circuito.
’
o 0
∆
&-
a Zo
∙
1 7 “ ∙ s“ ∙ 23
1 7 “ ∙ +s“ 7 4 . ∙ 23 7 “ ∙ 6 ∙
23
Osservando il diagramma del modulo del trasferimento ad anello aperto (Figura 3.5) si può notare
che se si chiudesse l’anello senza effettuare alcuna compensazione si avrebbe un attraversamento
dell’asse a 0 dB con una pendenza di -40 dB per decade. Il sistema non presenta così margine di fase
sufficiente e quindi risulta instabile.
43
Figura 3.6 Generico diagramma del modulo del guadagno ad anello aperto
Il sistema quindi necessita di essere compensato con l’introduzione di un ulteriore blocco chiamato
rete di compensazione. Non esiste un unico modo per stabilizzare il sistema perché a seconda dei
valori e della tipologia di componenti utilizzati si hanno diversi valori di resistenze parassite e quindi
differenti posizioni delle singolarità. Per effettuare con successo la compensazione della rete si può
ricorrere a tre topologie principali chiamate Type I, Type II e Type III, le quali introducendo poli e
zeri nel guadagno d’anello sono in grado di garantire un sufficiente margine di fase rendendo stabile
il convertitore.
Figura 3.7 Rete di compensazione Type I
’
—o @
1
1∙ 1∙“
La rete Type I è il circuito di compensazione più semplice da implementare ed è caratterizzata dalla
presenza di un singolo polo nell’origine con una attenuazione del guadagno pari a -20db per decade
e uno sfasamento costante pari a 90 gradi. L’unico grado di libertà di questa rete è la frequenza di
attraversamento dell’asse a 0db.
44
/r
1
2˜ ∙ 1 ∙ 1
Figura 3.8 Rete di compensazione Type II.
’
—o @@
1
p7 2∙ 2
1
∙
17 2
1 ∙ 1 p ∙ Pp 7
Q
2∙ 1∙ 2
Per migliorare la risposta a singolo polo data dalla rete Type I si può aggiungere un polo ed uno zero
ottenendo la configurazione Type II. L’introduzione di queste due singolarità permette di modellare
il profilo del guadagno rispetto alla frequenza ed introduce uno sfasamento positivo di 90° per un
certo intervallo di frequenze che aiuta a contrastare gli effetti introdotti dai due poli complessi
coniugati dati dalla rete risonante che compone il filtro d’uscita.
Figura 3.9 Diagrammi di bode della rete Type II
45
In alcuni casi le topologie Type I e Type II non sono sufficienti per stabilizzare il circuito. Solitamente
nel convertitore buck si tende ad utilizzare componenti che presentano valori di DCR ed ESR molto
bassi al fine di aumentare il rendimento. Nei sistemi realizzati con componenti che presentano valori
di DCR e ESR molto bassi si osserva un aumento del valore del picco di risonanza mentre la fase
sperimenta una pendenza molto elevata verso il basso. Questo comporta una maggiore complessità
per quanto riguarda la progettazione delle rete di compensazione costringendo spesso i progettisti
all’uso della tipologia Type III.
Figura 3.10 Rete di compensazione Type III.
’
—o @@@
1
1
^
Pp 7 2 ∙ 2Q ∙ ]p 7
17 3
+ 1 7 3. ∙ 3
∙
1∙ 3∙ 1
1
17 2
p ∙ ™Pp 7 2 ∙ 1 ∙ 2Q ∙ Pp 7 3 ∙ 3Qš
La topologia Type III migliora il controllo effettuato con rete Type II introducendo un ulteriore coppia
polo e zero spesso progettati a frequenza molto vicina al polo e allo zero introdotto dalla rete Type
II. Questa scelta progettuale permette di introdurre un ulteriore incremento di fase di 90° che va ad
aggiungersi a quello precedentemente realizzato con la rete Type II.
Figura 3.11 Modulo e fase di una generica rete Type III.
46
Uno tra i principali vantaggi del voltage mode control è il fatto che sia possibile realizzare il controllo
in tensione tramite un unico anello di feedback rendendo più semplice la sua analisi e progettazione.
Esso presenta inoltre un ottima immunità ai disturbi, caratteristica che lo rende preferibile nei
sistemi contenti più convertitori realizzati sulla stessa PCB. Presenta però anche molti svantaggi tra
cui la lenta risposta ai transitori. Infatti, a causa della presenza dei poli complessi coniugati, si deve
effettuare una compensazione introducendo un polo dominante che va a rallentare la risposta del
sistema. Inoltre la compensazione può risultare particolarmente complicata a causa del fatto che il
guadagno d’anello risulta essere proporzionale alla tensione d’ingresso rendendo così necessario
l’uso della compensazione feed-forward.
3.2 Current mode control
Una delle principali caratteristiche che rende il current mode differente rispetto alle altre tecniche
di controllo è la presenza di due anelli di reazione, uno interno che effettua un controllo in corrente
ed uno esterno che realizza un controllo in tensione.
Figura 3.12 Peak current mode control
Durante la fase di on in cui il transistore T1 è acceso, nell’induttore L si ha un aumento della corrente.
La rampa di corrente cosi generata fluisce nel resistore Rsense che la converte in modo
proporzionale in una piccola rampa di tensione, che viene amplificata ed elaborata per poi essere
confrontata con il segnale errore proveniente dall’anello esterno che effettua il controllo in
tensione. Ogni volta che la rampa di tensione cosi generata supera il valore del segnale errore il
comparatore satura alla sua tensione di alimentazione causando il reset del latch SR e quindi lo
spegnimento del transistore T1. In questo modo si riesce ad effettuare il controllo della massima
corrente di picco circolante nell’induttore L. Effettuando un’ analisi del guadagno d’anello del
convertitore in funzionamento CCM si nota che, grazie all’introduzione dell’anello interno di
controllo della corrente, le specifiche riguardo la rete di compensazione dell’anello in tensione
vengono rilassate rendendo così più semplice la stabilizzazione del circuito utilizzando una rete di
compensazione Type II precedentemente descritta nel voltage mode.
47
Figura 3.13 Rete di compensazione Type II – Current mode Control
Tipicamente C2 viene scelta molto minore di C1, questo permette di trascurare l’effetto introdotto
dal condensatore C2. Otteniamo così la funzione di trasferimento che descrive il blocco di
compensazione Type II spesso utilizzato nei convertitori con controllo in corrente.
’
1+“∙ 2∙ 1
“∙ 1∙ 1
Il current mode control presenta numerosi vantaggi rispetto al voltage mode. Tra questi bisogna
sottolineare il fatto che richiede una rete di compensazione più semplice da progettare ed è in grado
di effettuare una limitazione di corrente senza che si renda necessario aggiungere ulteriori controlli
esterni come nel Voltage mode. La limitazione di corrente intrinseca lo rende ideale per le
applicazioni dove si ha la necessità di parallelizzare diversi convertitori switching. Un altro pregio
riguarda il fatto che il guadagno d’anello del sistema non risulta essere più proporzionale alla
tensione d’ingresso rendendo quindi non necessaria la compensazione feed-forward. Inoltre,
siccome la corrente nell’induttore aumenta con una pendenza dipendente dalla caduta di tensione
ai suoi capi e quindi dalla differenza di tensione tra l’ingresso e l’uscita, il sistema è in grado di
rispondere immediatamente ai transitori di tensione.
Purtroppo però presenta numerose criticità che causano problemi che devono essere considerati e
risolti in fase di progettazione e che spesso lo rendono la sua implementazione più complessa
rispetto alle altre tecniche di controllo. Tra queste bisogna sottolineare che il controllo diviene
instabile per valori di duty cycle superiori al 50%, fenomeno chiamato subarmonic oscillation,
rendendo necessario l’uso della slope compensation. Inoltre questa tecnica di controllo risulta
essere particolarmente sensibile alla presenza di rumore rendendo problematica la sua
implementazione e richiedendo particolare attenzione nella realizzazione del layout della PCB.
3.3 Hysteretic control
I regolatori DC DC con controllo a isteresi, conosciuto anche come ripple control, rappresentano una
particolare tipologia di convertitori switching autoscillanti che non necessitano di una rete di
compensazione nel guadagno d’anello. Alcuni ulteriori benefici introdotti da questa tecnica di
controllo sono la semplicità di progettazione, la velocità di risposta alle variazioni del carico e la
possibilità di variare la frequenza di commutazione in DCM in modo automatico e proporzionale alla
corrente richiesta dal carico. Questo li rende particolarmente adatti nelle applicazioni di gestione
della potenza come nei computer, nei dispostivi mobili o laddove vi è la necessità di ottenere elevate
efficienze di conversione anche a bassi carichi.
48
Figura 3.14 Struttura generale di un convertitore bastato su controllo a isteresi
A differenza delle versioni voltage mode e current mode, in cui è presente un oscillatore locale che
definisce la frequenza di commutazione, nel hysteric control il segnale di comando del gate del
MOSFET viene generato tramite un comparatore con isteresi che confronta la tensione di uscita del
convertitore con un segnale di riferimento Vref. Al momento dell’accensione il segnale d’uscita
risulta essere inferiore al valore del riferimento, questo provoca la commutazione del comparatore
verso la sua alimentazione positiva causando l’accensione del MOSFET T1. La tensione di uscita
inizierà quindi a salire fino a quando non si raggiungerà un livello di tensione pari a quello del
riferimento più il valore dell’isteresi VHYS. A questo punto si avrà una nuova commutazione del
comparatore con conseguente spegnimento del MOSFET T1. L’uscita inizierà a diminuire e il
MOSFET T1 rimarrà spento fino a quando il valore dell’uscita non avrà raggiunto un livello pari al
riferimento meno il valore dell’isteresi VHYS.
Figura 3.15 Schema semplificato di un convertitore Buck con controllo a isteresi e forma d’onda ideale del
ripple d’uscita.
Questo processo continua a ripetersi mantenendo il valor medio della tensione d’uscita Vout
regolata e pari al valore del riferimento Vref. L’analisi condotta fin ora non tiene conto però dei
parassiti introdotti dai componenti reali che modificano il comportamento del convertitore
causando malfunzionamenti e rendendo inaccurata la regolazione dell’uscita.
49
3.3.1 Problemi della topologia base
Lo studio appena effettuato si basa però sull’assunzione che solo la resistenza parassita ESR del
condensatore Cout contribuisce alla generazione del ripple. Si tratta però di un caso ideale in quanto
nella realtà la forma d’onda del ripple d’uscita viene modificata a causa del contributo introdotto
dal condensatore Cout e dalla sua induttanza parassita ESL. Di seguito verrà effettuata un analisi
dettagliata dei contributi introdotti da Cout, ESR ed ESL alla forma d’onda del ripple d’uscita
evidenziando i casi in cui si possono verificare degli errori nella regolazione della tensione d’uscita.
Figura 3.16 Contributo al ripple dovuto a ESR
Consideriamo il contributo introdotto da ESR. In Figura 3.16a è possibile osservare la forma d’onda
della corrente che fluisce nella capacità Cout. Il contributo generato da ESR rappresentato in Figura
3.16b è direttamente proporzionale alla corrente nel condensatore. Durante la fase di on il
transistore T1 risulta essere acceso generando in uscita una rampa di corrente ascendente.
;a +,-.
]∆< ∙
∆<
E
8 ^ ∙ s“
4 ∙ 5p 2
Nella successiva fase di off il transistore T1 si spegne mentre il diodo D si accende permettendo alla
corrente circolante nell’induttore di continuare a scorrere. In questa fase si ha una rampa di
corrente discendente.
;a +,//.
s“ ∙ ]
∆<
∆< ∙ E
8
^
2 +1 8 4. ∙ 5p
50
Figura 3.17 Ripple dovuto ad ESL
Il contributo successivo da analizzare è quello generato dall’induttanza parassita ESL. Procedendo
in modo analogo a quello utilizzato per il calcolo del contributo dovuto ad ESR otteniamo:
;
;
+,-.
+,//.
s“6 ∙ ∆<
4 ∙ 5p
s“6 ∙ ∆<
+1 8 4. ∙ 5p
Infine l’ultimo contributo al ripple d’uscita è dovuto alle tensione che si sviluppa ai capi di un
condensatore ideale di capacità pari a Cout e valore iniziale all’istante di accensione del MOSFET T1
pari a:
n
+,-.
™
2∙
∆< ∙ E
∆< ∙ E
8
š
2 ∙ 23
23 ∙ 4 ∙ 5p
Mentre nella fase di off nell’istante di accensione del diodo D si ottiene:
n
+,//.
∆< ∙ E
8™
2 ∙ 23
2∙
∆< ∙ E
š
23 ∙ +1 8 4. ∙ 5p
Figura 3.18 Ripple generato da Cout
51
Dopo aver analizzato in dettaglio le singole componenti otteniamo la forma d’onda finale del ripple
d’uscita sommando i tre contributi precedentemente descritti.
a oo
;a
7
;
7
n
Figura 3.19 Forma d’onda del ripple d’uscita
Risulta quindi di particolare importanza scegliere il giusto condensatore d’uscita perché da esso
dipende il corretto funzionamento del convertitore. Mentre il contributo dovuto all’induttanza
parassita risulta spesso trascurabile perché inferiore al valore dell’isteresi del comparatore, gli
effetti introdotti dalle altre due componenti sono particolarmente critici. La corretta regolazione
dell’uscita è garantita solo se si riesce a generare un ripple sufficientemente grande e simmetrico.
Condensatori con valori di ESR e capacità molto piccoli sono quindi inadatti a essere utilizzati in
questo tipo di controllo. In particolare il valore della capacità Cout risulta essere particolarmente
problematico in quanto più la capacità è piccola più la forma d’onda del ripple viene alterata
diventando sempre più curva e asimmetrica.
Figura 3.20 Forma d’onda del ripple di tensione
In Figura 3.20 possiamo vedere come la forma d’onda del ripple viene curvata a causa di un errato
valore della capacità del condensatore Cout. L’asimmetria cosi generata provoca un offset nella
tensione d’uscita che si discosta dal valore del rifermento. Qualsiasi variazione nel valore della
resistenza serie ESR, dell’induttanza serie ESL o della capacità del condensatore Cout causato
dall’invecchiamento dei componenti o ad un errato layout della PCB possono causare un sostanziale
peggioramento dell’accuratezza della regolazione del segnale d’uscita e una variazione incontrollata
della frequenza di commutazione.
52
Numerosi problemi come la sensibilità rispetto ai parassiti, l’invecchiamento dei componenti,
l’assenza di controllo sulla frequenza di commutazione, la generazione di rumore in banda audio e
la difficoltà nel predire e limitare le emissioni elettromagnetiche, rendono questo tipo di controllo
nella versione base difficilmente utilizzabile. Esistono però numerose tecniche in grado di risolvere
queste problematiche e rendere così il controllo a isteresi una valida alternativa ai controlli voltage
e current mode.
Di seguito verranno introdotte ed analizzate alcune di queste soluzioni come l’emulazione del ripple
e la limitazione del tempo di accensione del MOSFET necessarie per correggere i difetti della
topologia base.
3.3.2 ERM – Emulated ripple mode
Il controllo a isteresi nella sua versione base utilizza il ripple generato tramite la resistenza serie
parassita del condensatore d’uscita del convertitore. Il valore del resistore parassita però risulta non
ben controllato e può variare in maniera significativa tra un condensatore e l’altro. In generale il
layout della scheda di un convertitore switching è particolarmente critico soprattutto se si decide di
implementare un controllo ad isteresi a causa della sua estrema sensibilità ai parassiti e al rumore
presente nel ramo di retroazione. È di fondamentale importanza quindi trovare delle soluzioni
circuitali che vadano a rilassare le problematiche presenti in questa tipologia di controllo.
Fortunatamente un nuovo approccio progettuale basato sulla generazione alternativa del ripple può
migliorare le prestazioni generali di questa tipologia di convertitori.
Figura 3.21 Generazione del ripple tramite Rsense in serie all’induttore
Una possibile soluzione di facile implementazione nel caso di tensione d’uscita relativamente
maggiore rispetto alla tensione del riferimento, potrebbe essere quella di aggiungere un resistore
Rsense in serie all’induttore. In questo modo è possibile iniettare tramite il condensatore Cff, che si
comporta come una basse impedenza per le componenti ad altra frequenza, un ripple aggiuntivo
direttamente sul nodo di retroazione senza causare però offset o un aumento significativo
dell’ondulazione della tensione in uscita. Questa soluzione però non è applicabile nel caso in cui
diminuisce la differenza tra la tensione d’uscita e il riferimento, quindi in presenza di bassi rapporti
di partizione introdotti da R1 e R2, a causa del fatto che l’ondulazione in uscita non è più trascurabile
e risulta addirittura sfasata rispetto a quella iniettata dal condensatore Cff, provocando
malfunzionamenti nel convertitore. In questo caso il circuito necessita di essere modificato
introducendo un resistore Rsense in serie alla capacità d’uscita Cout. Il resistore aggiuntivo aumenta
53
il valore del ripple d’uscita che viene riportato al nodo di retroazione Vfeed tramite il partitore
resistivo costituito da R1 ed R2. Ora il condensatore Cff utilizzato nella precedente configurazione
non è più necessario e può essere quindi rimosso.
Figura 3.22 Generazione del Ripple tramite Rsense in serie al condensatore d’uscita
Entrambe queste soluzioni permettono di utilizzare condensatori ceramici a basso ESR come
condensatore d’uscita e rilassano le specifiche riguardanti le problematiche del layout della scheda,
ma presentano un grosso svantaggio dovuto al fatto che la corrente dell’induttore L fluisce
direttamente attraverso il resistore Rsense, causando un aumento delle perdite con conseguente
diminuzione dell’efficienza del convertitore.
Figura 3.23 Generazione artificiale della rampa. Emulated ripple mode
Una possibile soluzione a questo problema è rappresentata in Figura 3.23. Durante la fase di on il
transistore T1 è acceso ed ai capi dell’induttore L è presente una differenza di potenziale pari a Vin
– Vout. Il condensatore Cs si comporta come una bassa impedenza permettendo ad una corrente
pari a (Vin-Vout) /Rs di fluire verso il condensatore Cff ed essere così integrata generando una rampa
di tensione al nodo Vfeed. In modo analogo durante la fase di off ai capi dell’induttore cadrà una
differenza di potenziale pari a –Vout e verrà generata una corrente pari a Vout/Rs che fluirà dal
condensatore Cff generando una rampa con pendenza opposta rispetto alla fase on. Al fine di non
creare problemi all’accuratezza della regolazione d’uscita Cff dovrà essere scelta in modo che la sua
54
impedenza alla frequenza di commutazione risulti molto inferiore al valore di resistenza R1 del
partitore di feedback. Il compito del condensatore Cs invece è quello di disaccoppiare il nodo di
feedback con quello dell’induttore. La scelta del suo valore non è critica e solitamente è buona
norma dimensionare Cs in modo che il suo valore sia compreso tra 10 e 20 volte quello del
condensatore Cff. Questa soluzione permette di eliminare l’inconveniente dovuto all’aumento delle
perdite. Infatti non essendoci più resistori aggiuntivi sul cammino delle corrente verso l’uscita le
perdite vengono minimizzate. Inoltre e possibile utilizzare condensatori ceramici a basso ESR come
condensatori d’uscita permettendo un ulteriore diminuzione delle perdite e soprattutto una
riduzione del ripple in uscita.
3.3.3 Stima della frequenza di commutazione
Per la corretta progettazione di un convertitore switching è di fondamentale importanza riuscire ad
effettuare una stima preliminare della frequenza di commutazione perché da essa dipendono
numerosi parametri del circuito come ad esempio il ripple in uscita, il funzionamento in CCM o DCM,
la ∆< nell’induttore e le perdite.
Figura 3.24 Emulated ripple mode. A sinistra schema del circuito, a destra la forma d’onda del ripple di
tensione.
Prima di iniziale questa analisi è utile introdurre un nuovo elemento che fin ora non è stato
considerato. Il comparatore e la restante circuiteria che compone la retroazione introducono un
ritardo che va a modificare il tempo di accessione e spegnimento del MOSFET. Di conseguenza anche
la forma d’onda della corrente dell’induttore e del ripple viene modificata perché, mentre nel caso
ideale appena la soglia viene superata si ha lo spegnimento del MOSFET, nel caso con ritardo bisogna
attendere del tempo prima che il MOSFET si spenga effettivamente. Questo fenomeno non crea
problemi per quando riguarda la regolazione della tensione d’uscita ma deve essere tenuto in conto
durante il calcolo della frequenza di commutazione.
Per prima cosa osservando il grafico di Figura 3.24b ricaviamo l’espressione che descrive i tempi di
ritardo TDr e TDf. Nella fase di on nel condensatore Cff fluisce una corrente pari a (Vin-Vuot)/Rs.
Quindi la tensione di ripple aggiuntiva causata dal ritardo di spegnimento del MOSFET sarà pari:
›?
+
0
8
55
;
∙
23 .
tt
∙ 5>a
Da cui si può ricavare facilmente il tempo di ritardo di spegnimento:
∙ ; ∙ tt
08
23
5>a
›?
Procedendo come fatto per TDr otteniamo che il tempo di ritardo in accensione TDf è pari a:
∙
›
5>t
;
23
∙
tt
Se ipotizziamo ora di avere tempi di ritardo simmetrici in accensione e spegnimento 5>t 5>a
5 — è possibile definire la differenza di potenziale tra il valore del ripple picco-picco presente sul
nodo di feedback e il valore dell’isteresi.
∆
∆a oo 8 ∆œ—;
›?
7
+
›
8
0
23 .
;∙
∙5
—
tt
∙5
; ∙ tt
23
7
—
0
∙5
;∙
tt
—
Osservando di nuovo la Figura 3.24 e conoscendo il valore della corrente iniettata nel condensatore
Cff durante la fase di on, possiamo ricavare il valore di ampiezza dell’isteresi.
œ•Š
+
0
8
tt
23 .
∙
œ•Š
;
∙
∙50
tt
8
∙ p
∙5
tt ∙
0
ž]
;
0
23
—
^∙+
0
∙+
23
™
0
23 .
8
0
∙
8
tt
∙
∙ 5; 8
23 .
;
0
∙ 5;
∙5
š8™
∙5
tt ∙
0
;
—
š
—Ÿ
Da cui con pochi passaggi si ricava la frequenza di commutazione del convertitore:
/;V
™
†
0
∙
+
œ•Š
0
∙
8
tt
∙
23 .
;
∙
7
23
0
∙5
— ¡‡
š
Figura 3.25 Frequenza di commutazione in funzione della tensione Vin
In Figura 3.25 è riportato il valore della frequenza di commutazione in funzione della tensione di
ingresso. Possiamo notare quindi come la frequenza di commutazione aumenti in funzione della
tensione d’ingresso. Un'altra caratteristica che rende interessante questa tipologia circuitale è che
la frequenza di commutazione in DCM si riduce al diminuire della corrente richiesta al regolatore
garantendo così alti livelli di efficienza anche a bassi carichi.
56
3.3.4 Adaptive Constant On Time
Nonostante la generazione del ripple con metodi alternativi (ERM) la frequenza di commutazione di
questi convertitori rimane fortemente variabile in funzione della tensione d’ingresso e difficilmente
predicibile a priori. Una possibile soluzione a questo problema è utilizzare una tecnica chiamata COT
(constant on time) che attraverso una circuiteria apposita è in grado di andare a fissare la durata
della fase di on lasciando variabile quella di off. In questo modo si riesce a limitare la frequenza di
commutazione del convertitore.
Figura 3.26 Schema a blocchi di un controllo isteretico con Constant On time
In regime di funzionamento continuo (CCM) se si conosce la durata della fase di on è possibile
ricavare facilmente la frequenza di commutazione del convertitore.
50
/;V
4 ∙ 5p
23
0∙5 0
Dall’equazione appena ricavata possiamo notare come anche in presenza del COT la frequenza di
commutazione risulta variabile rispetto alla tensione in ingresso al convertitore. Esiste però una
versione migliorata del COT chiamata ACOT (Adaptive Constant On-Time) che riesce a limitare la
variazione della frequenza di commutazione (a pari valore della tensione d’uscita) agendo sul tempo
Ton rendendolo inversamente proporzionale alla tensione di ingresso Vin.
Figura 3.27 Schema a blocchi di un controllo isteretico con Adaptive Constant On-Time.
Nel caso si avesse la necessità di stabilizzare ulteriormente la frequenza di commutazione si possono
implementare tecniche di controllo più complesse che introducono un apposito anello di reazione
57
e vanno per esempio a agire sull’ampiezza della finestra di isteresi del comparatore al fine di
regolare con precisione la frequenza di lavoro del regolatore.
3.4 Confronto tra le tipologie di controllo
Dopo aver analizzato le principali tecniche di controllo utilizzabili per realizzare un regolatore
switching Buck andiamo ad effettuare un confronto dei pregi e difetti di ciascuna tecnica al fine di
scegliere la versione più adatta ad essere implementata in questo progetto.
Controllo in corrente
Reiezione ai disturbi
Buona
Risposta alla variazioni
del carico
Buona
Buona
Frequenza di
commutazione
costante
Eccellente
Eccellente
Eccellente
Eccellente
Controllo a isteresi
Eccellente
(Intrinseca)
Eccellente
(Intrinseca)
Pessima
Ok con ACOT o con
variazione della banda
d’isteresi
Ok con ACOT
Eccellente
Eccellente
Ok con ACOT
Pessimo
Buono
Eccellente con ACOT
Pessima
Eccellente
Pessima
Buona con ERM
Buona
Pessima
Eccellente
Buona
Pessima
Eccellente (Type III)
Molto buona
Eccellente
Pessima
Buona con ERM
Buona
Pessima
EMI Prevedibili
Soppressione del
rumore udibile
Elevato rapporto di
conversione
Insensibilità al Layout
della PCB
Semplicità di
compensazione
Corrente di riposo
Stabilità con uso di
condensatori ceramici
Efficienza a bassi
carichi
Controllo in tensione
Molto buona
(con Feed-Forward )
Eccellente
Possiamo notare come il controllo a isteresi con ACOT e ERM rappresenti una valida alternativa
all’uso della compensazioni Voltage mode e Current mode. Inoltre alcune caratteristiche come
l’assenza di compensazione, la capacità di lavorare con alti rapporti di conversione e l’alta efficienza
a bassi carichi rendono il controllo a isteresi particolarmente adatto per essere implementato in
questo progetto.
58
STRUTTURA HARDWARE DEL SISTEMA
In questo capitolo verranno esposte in dettaglio le fasi progettuali che hanno portato alla
realizzazione del prototipo del nuovo sistema di gestione dell’energia. Dopo un riepilogo riguardante
le principali novità introdotte al fine di migliorare l’efficienza del veicolo, si passerà all’analisi degli
schemi circuitali e delle simulazioni effettuate al fine di verificare il corretto funzionamento dei
convertitori per poi dedicarsi allo sviluppo e alla realizzazione pratica delle PCB. Verrà inoltre
analizzato un carico attivo sviluppato durante lo svolgimento di questo lavoro di tesi necessario per
caratterizzare l’efficienza dei convertitori DC-DC che compongono il prototipo.
4.1 Il nuovo sistema di gestione dell’energia
La novità principale introdotta con questo progetto è l’utilizzo di un sistema di accumulo dell’energia
che consente alla fuel cell di funzionare in un punto di lavoro più efficiente, permettendo così una
riduzione dei consumi.
Figura 4.1 Schema a blocchi del nuovo sistema di gestione dell’energia.
In figura 4.1 è presente lo schema a blocchi del nuovo sistema realizzato. Le principali differenze
rispetto alla versione precedente sono l’introduzione di due convertitori switching, indicati con
“Secondary Power supply” e “DC-DC Supercapacitor charger” che assieme svolgono il compito di
caricare i supercondensatori e gestire il flusso di energia dalla fuel cell al motore. Inoltre è di
fondamentale importanza l’introduzione del blocco “CBS” (charge balancing system) che permette
un costante monitoraggio della tensione presente ai capi dei singoli supercondensatori e l’eventuale
bilanciamento in caso di sovratensioni.
59
4.2 Il convertitore secondario
Siccome la quasi totalità dei circuiti integrati, necessari per realizzare il blocco di controllo del
convertitore principale, richiede una tensione di lavoro molto inferiore a quella fornita dalla fuel cell
è stato necessario realizzare inizialmente un convertitore switching step down in grado di fornire
l’alimentazione utile al corretto funzionamento del convertitore principale ed eventualmente di
circuiti ausiliari.
Il convertitore dovrà quindi rispettare le seguenti specifiche di progetto:
•
•
•
•
Tensione d’ingresso massima 40V
Tensione di uscita 6V
Corrente massima erogabile 1A
Buona efficienza a bassi carichi
Osservando le specifiche di progetto possiamo notare che questo convertitore dovrà essere in grado
di lavorare efficientemente anche in presenza di bassi carichi e grandi rapporti di conversione. Per
questo motivo è stato scelto di progettare un convertitore step down buck con controllo a isteresi,
in quanto particolarmente indicato per questo tipo di specifiche come discusso nel capitolo 3.
Una delle particolarità principali del convertitore progettato è la capacità di alimentare la sua
elettronica di controllo direttamente dall’uscita. Infatti come per il convertitore principale anche
quello secondario necessita di un’alimentazione stabilizzata per alimentare il suo circuito di
controllo. Normalmente l’alimentazione necessaria verrebbe generata attraverso un regolatore
lineare ma in questo caso, dato la grande differenza tra la tensione d’ingresso e quella a cui lavora
elettronica di controllo, si avrebbe una eccessiva dissipazione di potenza con conseguente riduzione
dell’efficienza del sistema. A differenza del convertitore principale, la cui tensione di uscita varia tra
zero e la tensione massima applicabile ai supercondensatori, il convertitore secondario presenta in
uscita una tensione costante rendendo così possibile autoalimentare i suoi circuiti interni.
Figura 4.2 Schema a blocchi del convertitore secondario
All’accensione, attraverso l’utilizzo di un apposito circuito di start up, il MOSFET viene accesso
permettendo così alla tensione Vout di aumentare. In questa fase iniziale attraverso il blocco
chiamato “Switch” l’uscita del convertitore viene momentaneamente scollegata perché
risulterebbe non regolata a causa del fatto che il circuito di controllo non è ancora funzionante.
L’aumentare della tensione Vout causa l’accensione del blocco chiamato “Converter Supply”
costituito da un regolatore lineare il quale produce una tensione di alimentazione stabilizzata per la
60
circuiteria di controllo. La presenza dell’alimentazione stabilizzata causa ora lo spegnimento del
circuito di start up e l’accensione del controllo che regola la tensione Vout. Nel momento in cui Vout
raggiunge il valore desiderato di 6V il blocco “Switch” ricollega l’uscita del convertitore. Risulta così
possibile alimentare direttamente dall’uscita la circuiteria di controllo del convertitore permettendo
una riduzione della potenza dissipata ed una elevata efficienza soprattutto a bassi carichi. Infatti
normalmente un regolatore lineare posto in ingresso si troverebbe a lavorare con una caduta di
tensione massima ai suoi capi di 35V mentre con l’utilizzo della struttura appena descritta il
regolatore lineare posto in uscita lavora con una caduta di tensione di circa 1V, riducendo così
notevolmente la potenza dissipata e rendendo non più necessario l’uso di ingombranti dissipatori.
4.2.1 P channel Mosfet Driver
Uno dei componenti di cui è composto il convertitore switching step-down buck è il MOSFET in
configurazione high side. In linea di principio, come analizzato nel capitolo 3, al fine di ridurre le
perdite per commutazione sarebbe preferibile utilizzare MOSFET con canale di tipo N in quanto
presenta tempi di accessione e spegnimento minori rispetto a quelli a canale P. Utilizzare MOSFET
con canale di tipo N in configurazione high side comporta però l’uso di driver più complessi come ad
esempio i circuiti di Bootstrap o l’utilizzo di alimentazioni flottanti create attraverso l’uso di
trasformatori isolati.
Figura 4.3 High side MOSFET driver configurazione Bootstrap a sinistra, alimentazione flottante isolata a destra
Il convertitore secondario è stato progettato per lavorare con frequenze di commutazione
nell’ordine delle decine di kHz. Nonostante la configurazione high side con MOSFET a canale N
garantisce prestazioni migliori, nel progetto del convertitore secondario, data la bassa frequenza di
commutazione e la maggior semplicità di realizzazione, è stato comunque utilizzato un MOSFET a
canale P.
In generale, a prescindere dal tipo di canale utilizzato, tutti i MOSFET usati nei convertitori switching
richiedono appositi driver più o meno complessi per essere comandati. In particolare un driver, al
fine di ridurre le perdite per commutazione, deve essere in grado di accendere e spegnere il MOSFET
il più velocemente possibile. Questo è garantito solo se il driver riesce a fornire e assorbire correnti
nell’ordine di qualche ampere in tempi nell’ordine delle centinaia di nanosecondi.
61
Figura 4.4 Semplice Driver MOSFET P
In figura 4.4 è riportato un semplice circuito in grado di pilotare un MOSFET a canale p in
configurazione high side. Alla porta Input è collegato il segnale di comando proveniente
dall’elettronica di controllo del convertitore. Quando è presente un segnale alto il transistore Q1 si
accende facendo scendere la tensione presente al suo collettore e causando di conseguenza
l’accensione del MOSFET. Quando il segnale alla porta di ingresso commuta verso il basso Q1 si
spegne, facendo risalire attraverso il resistore R1 la tensione presente al suo collettore, causando lo
spegnimento del MOSFET.
Questa configurazione però presenta delle limitazioni e non è adatta ad essere utilizzata nel
convertitore secondario. Al fine di evitare un eccessiva dissipazione di potenza, il resistore R1 non
potrà avere valori di resistenza troppo bassi in quanto durante la fase di accensione del MOSFET
consentirebbe il passaggio di una corrente elevata. Di contro l’uso di un resistore più grande
causerebbe un rallentamento del transitorio di spegnimento del MOSFET. Con questo circuito quindi
non è possibile ottenere commutazioni veloci senza un eccessiva dissipazione di potenza. Esiste
inoltre un’ulteriore problema che rende inutilizzabile questa configurazione nel convertitore
secondario: i transistori MOSFET presentano una tensione massima applicabile al morsetto di gate
nell’ordine di circa 20V e nel caso in cui la tensione di alimentazione del circuito risultasse maggiore
di questo valore si avrebbe l’inevitabile rottura del MOSFET.
Figura 4.5 Versione migliorata driver high side MOSFET P
In figura 4.5 è presente una versione migliorata del driver che consente di risolvere i due problemi
precedentemente descritti.
62
I transistori Q2 e Q3, in configurazione push-pull, permettono al driver di fornire un elevata corrente
durante la fase di spegnimento e accensione garantendo così delle commutazioni veloci. Attraverso
i resistori R1 e R2 è possibile inoltre limitare la caduta di tensione sul gate del MOSFET. Rimane
comunque un problema legato alla flessibilità di questo circuito, in quanto è possibile dimensionare
gli elementi che lo compongono solo per una data tensione di alimentazione. La tensione di gate
risulta quindi non costante e proporzionale alla tensione d’ingresso. Al fine di garantire il
funzionamento anche in presenza di variazioni nella tensione di alimentazione si è costretti a
dimensionare il circuito in modo da raggiungere quasi la massima caduta di tensione consentita sul
gate.
La variazione di tensione di alimentazione consentita senza avere malfunzionamenti rimane
comunque limitata ed inoltre avere una caduta di tensione variabile sul gate può provocare un
aumento della potenza dissipata in commutazione.
La velocità di commutazione del MOSFET è particolarmente importante nel progetto di un buck con
controllo ad isteresi perché un eccessivo ritardo nell’anello di controllo causa una variazione e una
limitazione della frequenza di commutazione. Il ritardo totale dell’anello di controllo dovrà quindi
risultare trascurabile rispetto al periodo di commutazione del convertitore.
È stato quindi necessario progettare una versione ulteriormente migliorata di questo circuito che
garantisse accessione e spegnimento veloce, efficiente e sicuro del MOSFET in configurazione high
side anche in presenza di grosse variazioni nella tensione di alimentazione.
Figura 4.6 Driver MOSFET high side implementato nel convertitore secondario
In figura 4.6 è possibile osservare lo schematico del driver implementato nel convertitore
secondario. Questa versione riesce a risolvere tutte le problematiche descritte precedentemente
permettendo la commutazione del MOSFET con qualunque tensione di alimentazione a patto che
sia sufficientemente superiore alla sua tensione di soglia.
63
Figura 4.7 Transitorio accessione MOSFET
In figura 4.7 è rappresentato l’andamento delle correnti durante il transitorio di accensione. In
colore blu sono indicate le correnti di base, in arancione quelle di collettore, in viola la corrente
circolante nel diodo zener D26 ed infine in verde la corrente che causa l’accensione del MOSFET. La
commutazione del segnale di input allo stato alto permette il passaggio di corrente nelle basi dei
transistori Q25 e Q27 i quali iniziano a richiamare corrente dai loro collettori permettendo così al
transistore Q26 di spegnersi e a Q23 di accendersi. L’accessione del transistore Q23 permette
l’accensione veloce del MOSFET che vede aumentare la caduta di tensione ai capi del suo gate fino
a quando questa non raggiunge un valore circa pari a quella presente sul diodo zener D26 causando
lo spegnimento di Q23 e la conclusione del transitorio di accensione. L’introduzione del diodo zener
permette di limitare la tensione di pilotaggio di gate anche in presenza di grosse variazioni nella
tensione di alimentazione.
Figura 4.8 Transitorio spegnimento MOSFET
Durante il transitorio di spegnimento rappresentato in figura 4.8 la commutazione dell’ingresso
verso massa provoca lo spegnimento dei transistori Q25 e Q27. La tensione sul collettore di Q27
aumenta provocando l’accensione di Q26 e di conseguenza anche di Q24 il quale permette
64
l’iniezione di corrente nel gate del transistore MOSFET. La caduta di tensione ai capi del gate
diminuisce e una volta scesa al di sotto della tensione di soglia si ha lo spegnimento del MOSFET.
Figura 4.9 Simulazione Pspice del driver progettato
In figura 4.9 è possibile osservare la simulazione SPICE del driver progettato. La linea rossa
rappresenta il segnale di commando in ingresso al driver mentre quella blu la tensione presente su
un carico resistivo di test. La simulazione è stata effettuata con un segnale di comando con
frequenza pari a 100khz ed i componenti visibili in figura 4.6 scelti appositamente per ottimizzare
l’efficienza del convertitore. Il risultato ottenuto conferma il corretto funzionamento del circuito.
4.2.2 Circuito Start up
Come descritto in precedenza il convertitore secondario è in grado di alimentare la sua elettronica
di controllo utilizzando la tensione presente alla sua uscita. Per questa ragione necessita di un
apposito circuito di start up che permetta il suo funzionamento durante il transitorio iniziale di
accensione.
Figura 4.10 Driver MOSFET e circuito di Start up
65
In figura 4.10 è possibile osservare lo schema circuitale del circuito di Start up connesso al driver del
MOSFET high side. Nel momento in cui il driver secondario viene alimentato tutta la sua circuiteria
interna è spenta perché l’alimentazione di 5 volt necessaria al suo funzionamento non è ancora
presente. A causa dell’assenza dell’alimentazione interna il transistor npn Q34 rimane spento
permettendo così alla sua tensione di collettore di aumentare grazie alla presenza
dell’alimentazione proveniente dalla fuel cell. Questo permette l’accensione del MOSFET in
configurazione high side con conseguente aumento della tensione di uscita e accensione del
regolatore stabilizzato che fornisce l’alimentazione a 5V. Al fine di garantire che l’uscita salga
sufficientemente è stato inserito un ritardo temporale realizzato tramite il circuito formato da R77
e C32, presente alla base del transistore Q34. Esso permette di rallentare lo spegnimento del
MOSFET a canale p in modo che il condensatore in uscita si carichi a sufficienza da riuscire ad
alimentare la circuiteria interna durante il transitorio di accensione del convertitore. La presenza
dell’alimentazione interna di 5V permette al transistor Q34 di accendersi causando un
abbassamento del segnale in ingresso al driver del MOSFET. Lo spegnimento del MOSFET isola
l’uscita dall’ingresso mentre entra in funzione l’elettronica di controllo del convertitore. La tensione
presente sul condensatore d’uscita del Buck inizia a scendere a causa dell’assorbimento dovuto al
circuito di controllo interno e, una volta scesa al di sotto del valore di riferimento impostato, causa
l’innesco delle oscillazioni che permettono il corretto funzionamento del Buck.
Figura 4.11 Simulazione Spice del transitorio di accensione del convertitore secondario
In figura 4.11 possiamo osservare la simulazione del transitorio di accensione del convertitore
secondario. In particolare possiamo vedere come il circuito di start up consenta l’accensione iniziale
del MOSFET. Possiamo inoltre notare come l’uscita a 6V del convertitore viene collegata dal circuito
di Switch solamente quando la tensione presente sul condensatore di uscita del buck raggiunge il
valore desiderato.
66
Figura 4.12 Regolatore lineare per l’alimentazione dell’elettronica di controllo
4.2.3 Circuito di Switch
Il blocco di Switch è un circuito di particolare importanza all’interno del convertitore secondario in
quanto, a causa del circuito di Start up, durante la fase di avvio del convertitore l’uscita risulta non
regolata e superiore alla massima tensione di alimentazione applicabile ai circuiti a valle. Compito di
questo blocco quindi è di mantenere l’uscita del convertitore separata fino a quando questa non
risulta correttamente regolata.
Figura 4.13 Circuito che permette di scollegare l’uscita durante il transitorio di avvio
Sono presenti due riferimenti di tensione realizzati tramite due diodi Zener con diversa tensione di
breakdown. Nel momento in cui viene applicata tensione al convertitore il circuito di Start up
permette all’uscita di aumentare. Il diodo D32 regola la tensione a 3.6V mentre D30 a 4.7V in modo
da limitare la tensione sul morsetto meno del comparatore al di sotto della tensione di
alimentazione ed evitare così la rottura del comparatore. I due limitatori di tensione sono stati
progettati per fare in modo che durante il transitorio di accessione il morsetto meno del
comparatore risultasse superiore a quello positivo, mantenendo così l’uscita bassa in modo che sia
il bjt che il MOSFET rimangano spenti. L’entrata in funzione del circuito di controllo permette alla
tensione Vbuck di diminuire ed a un certo punto, raggiunta una tensione poco superiore ai 6V, il
morsetto positivo risulterà di valore superiore rispetto a quello negativo facendo commutare il
comparatore e causando cosi l’accensione del MOSFET.
67
Figura 4.14 Transitorio accensione
All’interno del circuito visibile in figura 4.13 è presente anche un fusibile di sicurezza contro
eventuali cortocircuiti dell’uscita e un ulteriore diodo Zener D31 da 6.8V inserito per limitare la
tensione di uscita nel caso di commutazioni errate del MOSFET in modo da proteggere in qualsiasi
situazione l’elettronica a valle.
4.2.4 Ripple Emulator
Il controllo a isteresi nella sua versione base utilizza il ripple generato dalla resistenza serie parassita
del condensatore d’uscita come segnale da confrontare con il riferimento. Al fine di risolvere le
numerose problematiche presenti in questo metodo di controllo è necessario utilizzare nuovi
approcci progettuali basati sulla generazione alternativa del segnale di ripple.
Figura 4.15 Circuito per emulazione del ripple
In figura 4.15 è schematizzato il circuito ERM (Emulated ripple mode) utilizzato nel convertitore
secondario per generare il segnale di ripple da inviare al comparatore con isteresi. Il riferimento del
convertitore viene semplicemente ottenuto utilizzando un regolatore Zener con tensione di
breakdown di 3V. La partizione introdotta dai resistori R83 e R85 di uguale valore permette di
ottenere in uscita la tensione regolata a 6V.
68
Nel capito 3 è stata ricavata l’equazione che descrive la frequenza di commutazione del convertitore
con emulazione del ripple.
/;V
™
†
0
+
∙
œ•Š
0
∙
8
x¢
∙
23 .
£¤
∙
7
23
0
∙5
— ¡‡
š
La frequenza di commutazione risulta dipendente dalla tensione presente in ingresso al
convertitore. Ipotizziamo per esempio di metterci nella condizione in cui la tensione di ingresso è
pari a metà dinamica e di voler ottenere una frequenza di commutazione di circa 100kHz. Il progetto
inizia con la scelta del condensatore di feedback C35, posto in parallelo al resistore R83, la cui
impedenza alla frequenza di commutazione dovrà risultare molto minore rispetto al valore scelto
per il resistore, in modo che il segnale di ripple ad alta frequenza fluisca nel condensatore di
feedback e non nel partitore. Si prosegue con il dimensionamento del condensatore di
disaccoppiamento C34 il cui valore non è critico e solitamente si tende a scegliere un capacità che
sia molto maggiore rispetto al quella del condensatore di feedback. Infine dall’equazione per il
calcolo della frequenza possiamo ricavare il valore del resistore R84.
£¤
4+1 8 4. ∙ +
/;V
0
x¢
8
23 .
8 5> ∙ +
∙ ¥¦p ∙ +1 8 4.
0
8
23 .
In prima approssimazione è possibile non considerare il ritardo introdotto dell’anello di controllo se
questo è trascurabile rispetto al periodo di commutazione.
£¤
4 ∙ + 0 8 23 .
x¢ ∙ ¥¦p ∙ /;V
Considerando una tensione d’ingresso pari a 20V, una di uscita pari a 6V, un’isteresi del compratore
pari a 20 mV, scegliendo per il condensatore di feedback una capacità di 6.8nF e una di 220nF per
quello di disaccoppiamento otteniamo per il resistore R84 una resistenza pari a circa 300kΩ.
Figura 4.16 Simulazione circuito di emulazione del ripple
Il calcolo effettuato rappresenta però solo un esempio in quanto valido solamente per una precisa
tensione d’ingresso. L’emulazione del ripple non è in grado di risolvere il problema legato
all’eccesiva variazione della frequenza di commutazione ed e quindi necessario implementare un
circuito in grado di limitare tale variazione.
69
4.2.5 Adaptive Constant On Time
Dalle analisi effettuate precedentemente abbiamo visto come il controllo a isteresi nella
configurazione base non sia in grado di stabilizzare o limitare la frequenza di commutazione del
convertitore nemmeno con l’introduzione del circuito di emulazione del ripple.
Figura 4.17 Adaptive Constant on time
In figura 4.17 è presente lo schema circuitale del blocco ACOT (adaptive constant on time)
implementato nel convertitore secondario. Si tratta di un circuito fondamentale per il corretto
funzionamento del convertitore che permette di limitare la massima frequenza di commutazione
andando a fissare la durata del tempo di accensione del MOSFET e lasciando variabile quello di
spegnimento.
Ogni volta che la tensione di uscita scende al di sotto del segnale di riferimento pari a 3V, il
comparatore ad isteresi commuta verso alto generando così un segnale che chiameremo “Set”. In
figura 4.17 possiamo notare la presenza di un latch SR realizzato con porte logiche NOR.
Consideriamo la situazione iniziale in cui il segnale “Q” in uscita dal latch, utilizzato per comandare
il driver del MOSFET, sia allo stato logico basso mentre il suo negato “Qn” a quello alto. Il segnale
“Qn” mantiene acceso il transistore Q38 che cortocircuita i condensatori che C36 e C38 mantenendo
a zero la tensione presente sul morsetto positivo del comparatore. La presenza del segnale generato
dal blocco chiamato “Soglia” presente sul morsetto negativo mantiene, in questa fase, a zero la
tensione di uscita dal comparatore che chiameremo “Reset”. In questa condizione la porta logica
AND permette il passaggio del segnale di “Set” che giunge così al latch SR causando la commutazione
delle sue uscite. Il segnale “Qn” ora si trova alla stato logico basso rendendo così insensibile il latch,
tramite la porta logica AND, ad altre eventuali commutazioni del segnale di “Set” e causando lo
spegnimento del transistore Q38. In questa fase la transizione di “Q” allo stato logico alto permette
l’accensione del MOSFET.
70
Figura 4.18 Generazione del tempo di On
In figura 4.18 possiamo osservare una parte di circuito che costituisce il blocco chiamato ACOT. Nel
momento in cui il transistore Q38 si spegne a causa della commutazione di “Qn” allo livello logico
basso i condensatori C36 e C38 iniziano a caricarsi tramite lo specchio di corrente realizzato dai
transistori Q36 e Q37. Il resistore R87 fissa la corrente generata dallo specchio. La tensione ai capi
dei condensatori inizia a salire linearmente fino a quando non viene superato il segnale di soglia
presente sul morsetto negativo del comparatore. L’uscita del comparatore commuta portando il
segnale di “Reset” allo livello logico alto e causando il reset del Latch SR e il conseguente
spegnimento del MOSFET.
Figura 4.19 Simulazione constant on time
71
Una delle particolarità di questo circuito è la possibilità di modificare il tempo di On in modo
inversamente proporzionale alla tensione di alimentazione in ingresso, riuscendo così a diminuire la
variazione di frequenza.
La corrente Ic, indicata in figura 4.18, generata dallo specchio di corrente può essere facilmente
calcolata considerando la caduta di tensione presente ai capi del resistore R87.
<n
8
==
£§
:
Conoscendo la tensione si soglia a cui avviene la commutazione del comparatore e la corrente di
carica dei condensatori è possibile ricavare il tempo di On.
50
∙
; T
<n
In regime di funzionamento continuo (CCM) se si conosce la durata della fase di on è possibile
ricavare facilmente la frequenza di commutazione del convertitore.
50
/;V
4 ∙ 5p
0
23
∙50
All’aumentare di Vin si ha un incremento della corrente fornita dallo specchio con conseguente
riduzione del tempo di On. I due effetti si compensano ottenendo così una diminuzione della
variazione della frequenza.
Osservando la figura 4.17 possiamo notare la presenza di un ulteriore blocco chiamato “Selettore
ACOT” implementato per rendere più semplice effettuare delle simulazioni e delle misure sul
prototipo al fine di verificare l’effettiva efficacia del circuito “Adaptive costant on time”. La presenza
di un selettore rende possibile inserire o escludere il blocco ACOT.
Tabella 4.1 Simulazione Spice della frequenza di commutazione
Come è possibile osservare in tabella 4.1 ed in figura 4.20, in cui sono riportati i risultati della
simulazioni effettuate con spice, attraverso l’utilizzo del blocco ACOT si ha un riduzione della
variazione della frequenza di commutazione.
72
Figura 4.20 Simulazione Spice della variazione della frequenza di commutazione
4.2.6 Il prototipo del convertitore secondario
Dopo aver progettato e simulato il circuito del convertitore secondario, visibile in figura 4.23, si è
passati alla realizzazione pratica del prototipo (figura 4.22). Particolare attenzione è stata posta nella
realizzazione del layout del prototipo in quanto lo sviluppo del circuito stampato di un convertitore
switching presenta delle criticità che vanno attentamente prese in considerazione perché possono
causare il malfunzionamento del convertitore o un eccessivo aumento delle emissioni
elettromagnetiche irradiate e condotte. In figura 4.21 possiamo osservare il master del prototipo
realizzato.
Figura 4.21 Layout del prototipo del convertitore secondario
Le principali regole di layout adottate sono:
•
Minimizzare il più possibile l’area della spira che include il ramo di potenza. A causa delle
elevate dI/dt, all’aumentare dell’area della spira si ha un aumento delle emissioni
elettromagnetiche irradiate che possono causare problemi ai circuiti nelle vicinanze
compresa l’elettronica di controllo dello stesso convertitore.
73
•
•
•
•
•
•
Minimizzare il più possibile l’area della spira del circuito di pilotaggio del MOSFET in quanto
attraversata da un’elevata corrente impulsiva necessaria per caricare e scaricare la capacità
di gate.
Introdurre delle aree di rame di adeguate dimensioni per dissipare il calore generato dal
mosfet di potenza in modo da ridurne lo stress termico.
Ridurre la lunghezza del percorso di potenza e aumentare la larghezza delle sue piste in
modo da diminuire le resistenze parassite e la potenza dissipata.
Ridurre il più possibile le induttanze parassite introdotte dalle piste in quanto nell’istante di
spegnimento del MOSFET possono causare spike di tensione sufficientemente elevati da
causare la rottura dei componenti presenti sul ramo di potenza.
Separare la massa del circuito di potenza da quella del circuito di controllo ed unirle in un
unico punto.
Utilizzare un piano di massa.
Figura 4.22 Foto del prototipo del convertitore secondario realizzato
74
Figura 4.23 Schema elettrico finale del convertitore secondario
75
4.3 Il convertitore principale
La struttura del convertitore principale, utilizzato per la gestione della carica dei supercondensatori,
risulta molto simile a quella del convertitore secondario e per questo motivo le parti in comune,
come il circuito di emulazione del ripple e il blocco ACOT, non verranno analizzate nuovamente. Le
principali novità introdotte, visibili in figura 4.25, sono l’utilizzo di un MOSFET a canale N in
configurazione high side e un ulteriore anello di controllo necessario per limitare la corrente di carica
dei supercondensatori e la potenza trasferita dal convertitore. La presenza dell’alimentazione per
l’elettronica di controllo, fornita dal convertitore secondario, rende non più necessari il blocco di
start e di switch.
4.3.1 Drive MOSFET a canale N
Rispetto al convertitore secondario quello principale deve gestire potenze e correnti superiori,
motivo per cui il MOSFET a canale P è stato sostituito con uno più performante a canale N. Quando
il carico da alimentare è collegato tra il source di un MOSFET a canale n e la massa, nonostante
l’applicazione di un segnale di pilotaggio sul gate, non si è in grado di mandare in conduzione il
transistore perché il suo source invece di trovarsi allo stesso potenziale della massa tende a seguire
la tensione presente sul carico che risulta circa uguale alla tensione di alimentazione. Al fine di
permettere la corretta commutazione del MOSFET in configurazione high side è stato necessario
sostituire il circuito di driver precedentemente progettato con un bootstrap in grado di portare la
tensione di pilotaggio del gate al di sopra della tensione di alimentazione permettendo così
l’accensione del MOSFET.
Figura 4.24 Driver convertitore principale
In figura 4.24 è visibile lo schema circuitale del driver utilizzato nel convertitore principale. Esso è
composto da un circuito integrato LTC4440-5 prodotto dalla Linear Tecnology che permette
attraverso l’utilizzo del condensatore di bootstrap C32 e del diodo D13 di portare la tensione di
pilotaggio del gate del MOSFET alcuni volt al di sopra della tensione fornita dalla fuel cell
permettendone cosi l’accensione. Il MOSFET scelto è un CSD19532Q5B prodotto dalla Texas
Instruments, particolarmente adatto ad essere utilizzato nei convertitore switching al fine di
minimizzare le perdite grazie alla bassa carica di gate necessaria per l’accensione (48nV a 10V), alla
bassa rds on (4mΩ a 10V) e all’elevata tensione massima applicabile tra drain e source (100V).
76
È stato inoltre inserito un circuito di snubber, formato dal condensatore Csnub e dal resistore Rsnub,
che permette di ridurre le pericolose sovratensioni che possono verificarsi durante i transitori di
accensione e spegnimento che altrimenti potrebbero causare la rottura dei componenti di potenza.
4.3.2 Limitatore di corrente
Il convertitore principale, in assenza di un anello di controllo in grado di limitare la corrente erogata,
non riuscirebbe ad effettuare la carica del banco di supercondensatori in quanto questi
mostrerebbero una bassa impedenza assorbendo una corrente tale da causare la rottura del
convertitore.
Figura 4.25 Schema a blocchi del convertitore principale
In figura 4.25 è possibile osservare lo schema a blocchi del convertitore principale in cui è stato
aggiunto un ulteriore anello per il controllo della corrente erogata. Attraverso un resistore di shunt,
posto tra l’induttore e il condensatore d’uscita, è possibile monitorare la corrente che scorre
nell’induttore e di conseguenza la corrente erogata dal convertitore. Al fine di ridurre la dissipazione
di potenza il resistore di shunt introdotto deve presentare una resistenza molto bassa nell’ordine
delle decine di mΩ.
Figura 4.26 Schema circuitale current sense (sinistra), connessione Kelvin (destra)
Volendo misurare con precisione la caduta di potenziale presente ai capi del resistore di shunt, è di
conseguenza la corrente che lo attraversa, è necessario utilizzare un amplificatore differenziale in
grado di sopportare elevate tensioni di modo comune e prestare particolare attenzione nella
realizzazione del layout della PCB del convertitore, cercando di ridurre il più possibile la lunghezza
77
delle piste tra il resistore e l’amplificatore ed utilizzando una connessione kelvin visibile in figura
4.26. Come per l’anello di controllo in tensione anche per quello in corrente il segnale misurato
viene confrontato con un riferimento tramite un comparatore con isteresi. In questo caso però
l’uscita del comparatore viene utilizzata per abilitare o disabilitare, tramite una porta logica AND, il
segnale di comando proveniente dall’anello in tensione. Ogni volta che la corrente circolante
nell’induttore supera il valore imposto dal riferimento si ha la commutazione dell’uscita del
comparatore verso il basso e il conseguente spegnimento del MOSFET.
Figura 4.27 Simulazione Spice del convertitore con limite di corrente impostato a 3A
In figura 4.27 possiamo osservare i risultati della simulazione della carica del banco di
supercondensatori attraverso il convertitore primario con limite di corrente impostato a 3A. A causa
dei ritardi presenti nell’anello di controllo, dovuti per esempio al tempo di commutazione dei
comparatori o al tempo di accensione e spegnimento del MOSFET, è presente un ripple residuo
sovrapposto alla corrente di carica dei supercondensatori di qualche decina di mA che però risulta
trascurabile e non crea problemi durante la fase di carica. L’anello di controllo in tensione rimane
comunque necessario per la stabilizzazione della tensione di uscita durante la fase finale di carica a
tensione costante in cui anello di controllo in corrente non interviene a causa dell’assorbimento di
corrente da parte dei supercondensatori inferiore al limite massimo impostato. La presenza del
limitatore di corrente permette anche di effettuare una limitazione intrinseca della potenza
massima erogabile dal convertitore.
Dopo aver progettato e simulato il circuito del convertitore primario, visibile in figura 4.30, si è
passati alla realizzazione pratica del prototipo. In figura 4.28 è presente il master del circuito
stampato del convertitore principale realizzato seguendo le principali regole di layout già adottate
per il convertitore secondario.
78
Figura 4.28 Layout del circuito stampato del convertitore principale. Top (sinistra) Bottom (destra)
Infine in figura 4.29 possiamo osservare il prototipo del convertitore principale realizzato.
Figura 4.29 Foto del prototipo del convertitore principale realizzato
79
Figura 4.30 Schema elettrico finale del convertitore principale
80
4.4 Il carico variabile
Figura 4.31 Foto del carico variabile realizzato
Allo scopo di facilitare ed automatizzare le misure di efficienza dei convertitori progettati in questo
lavoro di tesi, si è scelto di realizzare un carico variabile che implementasse contemporaneamente
la funzione di misurazione simultanea delle tensioni e delle correnti, presenti alla porta di ingresso
e di uscita del convertitore sotto test, e che effettuasse direttamente il calcolo dell’efficienza. Lo
schema a blocchi ti tale sistema è illustrato nella figura seguente.
Figura 4.32 Schema a blocchi del carico variabile
Possiamo distinguere quattro blocchi fondamentali: il carico variabile, il blocco di misurazione delle
correnti (current sense), il blocco di misurazione delle tensioni (voltage sense), e l’interfaccia utente.
L’insieme di questi blocchi è gestito da un microcontrollore che effettua l’acquisizione delle misure,
gestisce i comandi forniti dall’utente per le opzioni di visualizzazione del display, calcola l’efficienza
e stampa a video i risultati.
81
Figura 4.33 Vista frontale del carico variabile
Il carico variabile è costituito essenzialmente da un generatore di corrente pilotato in tensione,
realizzato come nello schema di figura 4.34. In questa configurazione l’amplificazione operazionale
tende ad annullare la differenza di potenziale presente tra il suo morsetto positivo e negativo
andando ad imporre ai capi del resistore da 0.5 Ω la tensione di riferimento selezionata dall’utente
e quindi anche la corrente circolante attraverso il MOSFET che viene assorbita dall’ingresso. Il
segnale di riferimento viene impostato attraverso un partitore di tensione in cui è inserito un
potenziometro variabile analogico, gestito dall’utente. Infine un selettore a sei vie, gestibile
dall’utente, permette la regolazione fine dei range di corrente. Poiché il riferimento può assumere
valori compresi tra 0V e 3V, la corrente di carico massima ottenibile è di circa 6 A.
Figura 4.34 Schema circuitale dal carico variabile
Il carico è inoltre preceduto da un MOSFET a canale P che agisce da interruttore, comandato da un
segnale del microcontrollore, permettendo in caso di necessità di abilitare o disabilitare il carico
durante le misure.
82
Figura 4.35 Schema circuitale del circuito di comando delle ventole di raffreddamento
Sia il MOSFET, che lavora in saturazione, che il resistore da 0.5 Ω devono poter dissipare tutta la
potenza fornita dal convertitore durante la fase di test. Per questo motivo entrambi sono stati dotati
di dissipatori in alluminio di adeguate dimensioni e ventole di raffreddamento alimentate a 12V.
Attraverso due sensori di temperatura con interfaccia I2C il microcontrollore acquisisce le
temperature dei due dissipatori e in caso di necessità attiva le ventole per il raffreddamento
attraverso il circuito in figura 4.35.
Figura 4.36 Schema elettrico del circuito di lettura delle correnti con autorange
La lettura delle correnti viene effettuata tramite due resistori di shunt (high side) collegati ai
rispettivi amplificatori differenziali a basso rumore. Il segnale ottenuto viene poi amplificato, tramite
un circuito a guadagno variabile, in modo da coprire l’intero full scale range del convertitore ADC
presente all’interno del microcontrollore. Dato l’ampio range di tensioni e correnti da misurare è
stato necessario implementare un sistema che permettesse il controllo automatico del guadagno in
modo da aumentare la sensibilità e la precisione delle misure. Per ogni misura il microcontrollore
imposta inizialmente al minimo il guadagno dell’amplificatore e valuta il livello del segnale
d’ingresso determinando il massimo valore di amplificazione applicabile senza causare la
saturazione dello stadio di acquisizione. Il valore del potenziometro digitale I2C connesso in
retroazione all’operazionale LM6142 viene opportunamente modificato e si procede con
l’acquisizione del valore di tensione o corrente da misurare. Al fine di migliorare ulteriormente la
83
precisione delle misure, per ogni canale vengono acquisiti 500 campioni di cui viene effettuata la
media ottenendo il valore da utilizzare per il calcolo dell’efficienza e la successiva visualizzazione sul
display delle misure effettuate. In questo modo il carico variabile è in grado di misurare correnti in
un range da 0 a 6 A, con una precisione massima nell’ordine del mA, e tensioni in un range da 0 a
40V con una precisione massima nell’ordine della decina di mV.
Figura 4.37 Schema circuitale del circuito di lettura delle tensioni con autorange
La lettura simultanea di tensioni e correnti ed il calcolo automatico dell’efficienza del convertitore
consente di diminuire notevolmente i tempi necessari per effettuare i test sui convertitori e
permette di migliorare la precisione dei dati acquisiti.
Figura 4.38 Boccole per la connessione del dispositivo da testare
84
4.5 Supercapacitors charge balancing system
Come si è già visto nei capitoli precedenti, il sistema di accumulo dell'energia che si è scelto di
utilizzare nel sistema ibrido-serie del veicolo è un banco di supercondensatori. I supercondensatori
non possono sopportare tensioni applicate ai propri capi superiori ai 2.7V senza provocare la
scomposizione dell'elettrolita, per questo motivo al fine di raggiungere la tensione di funzionamento
del veicolo sono organizzati in un banco costituito dalla serie di 12 celle visibile in figura 4.39.
Figura 4.39 Banco supercondensatori
A causa delle tolleranze costruttive i singoli condensatori presenteranno differenti parametri tra cui
capacità, resistenza serie interna e velocità di autoscarica, e di conseguenza le tensioni che si
sviluppano ai capi delle diverse celle del banco possono assumere valori differenti. Per questo
motivo è necessario realizzare un sistema di bilanciamento della carica delle celle, che garantisca
che la tensione ai capi di ciascuna di esse non ecceda il massimo valore tollerabile causando la
rottura dei condensatori. Inoltre si è riscontrato che i principali fattori che causano fenomeni di
invecchiamento nei supercondensatori sono temperatura e caduta di potenziale elevate. La
temperatura elevata ha come effetto quello di accelerare la velocità delle reazioni chimiche, mentre
una elevata differenza di potenziale aumenta il numero di impurità presenti che possono causare
reazioni redox. Come conseguenza di tali fenomeni si ha un aumento della resistenza serie interna,
quindi un aumento della corrente di leakage di autoscarica, e una diminuzione del valore di capacità
nel tempo. Questo costituisce una secondo motivo per cui è necessario implementare un sistema di
bilanciamento della tensione delle celle del banco di supercondensatori.
Esistono varie soluzioni per il bilanciamento delle celle, dal punto di vista energetico si possono
distinguere due tipologie: i metodi dissipativi e quelli non dissipativi; dal punto di vista topologico
invece si possono suddividere in tre categorie: i metodi di shuttling, quelli basati su convertitori
isolati e quelli di shunting. Una panoramica dei diversi metodi di bilanciamento delle celle è
presentata in figura 4.40.
85
Figura 4.40 Panoramica dei metodi di bilanciamento delle celle
I metodi di shuttling si basano sulla presenza di condensatori ausiliari per trasferire l’energia in
eccesso tra una cella e l’altra, sono pertanto dei metodi non dissipativi molto efficienti. Esistono due
metodi principali: a condensatori commutati (che richiede n-1 condensatori ausiliari, ma un metodo
di controllo relativamente semplice) e a singolo condensatore commutato (che pur richiedendo un
solo condensatore ausiliario, necessita di molti interruttori e un di controllo più complicato).
I metodi basati su convertitori isolati sono anch’essi di tipo non dissipativo, risultano quindi efficienti
ma molto costosi, oltre a richiedere l’uso di ingombranti trasformatori.
Infine i metodi di shunting si basano sulla semplice idea si scaricare le celle eccessivamente cariche
finché la caduta di potenziale ai loro capi non raggiunge il valore desiderato. Essi possono essere
dissipativi o non dissipativi e poiché rappresentano la topologia di maggiore interesse per la nostra
applicazione ne presenteremo alcune tipologie comunemente utilizzate.
Figura 4.41 (a) bilanciamento tramite resistori passivi, (b) tramite diodi Zener, (c) a resistori commutati.
86
Resistori passivi
La soluzione più semplice a cui si può pensare è quella di porre dei resistori in parallelo a ciascun
supercondensatore. Come conseguenza si ha un aumento della corrente di autoscarica efficace.
Essendo la corrente di scarica dominata dal valore dei resistori discreti inseriti, piuttosto che dalla
resistenza interna che è soggetta a tolleranze fino al 20%, ne risulta una minore differenza di
tensione tra una cella e l'altra. Il principale svantaggio di questa soluzione è ovviamente l’aumento
della potenza dissipata, anche in condizioni normali, pertanto non è una strategia adatta ad
applicazioni in cui l'ottimizzazione dell'efficienza è una priorità.
Diodi zener
Un altro metodo di bilanciamento concettualmente semplice consiste nell'inserire un diodo zener
in parallelo ad ogni cella. In questo modo la tensione che cade ai capi del supercondensatore
raggiunge il valore imposto dallo zener. Nel caso in cui la tensione avesse la tendenza ad aumentare
eccessivamente, la capacità verrebbe scaricata attraverso lo zener, che quindi agisce come diodo di
bypass. Anche in questo caso uno svantaggio è costituito dalla dissipazione di potenza aggiuntiva
introdotta dalla corrente di leakage del diodo presente anche in condizioni normali, a cui si aggiunge
il fatto che la tensione di zener stessa è soggetta a tolleranze e a dipendenza dalla temperatura.
Resistori di shunt commutati
Una versione migliorata della prima soluzione consiste nell'introdurre dei resistori di bypass che
vengono collegati in parallelo alla cella solamente quando la tensioni ai suoi capi supera un certo
valore, e scollegati quando tale tensione scende al di sotto di una certa soglia. L'introduzione di una
circuiteria di comparazione della tensione e gli switch aumentano leggermente il costo del circuito
di bilanciamento, in cambio però non viene introdotta nessuna importante fonte di leakage che
causi la scarica indesiderata delle celle in condizioni normali.
Shunting analogico dissipativo
Figura 4.42 Shunting analogico dissipativo.
87
Questo metodo è del tutto analogo al precedente, con l’unica differenza che l’elemento su cui viene
dissipata la potenza è costituito da un transistor anziché un resistore. Durante la carica del banco di
supercondensatori, se una cella raggiunge la tensione massima, il transistor viene progressivamente
acceso e la corrente proporzionalmente deviata in modo da mantenere la cella a tensione costante
fino a fine carica. L’energia in eccesso non viene quindi totalmente dissipata in quanto la corrente
deviata viene resa disponibile per caricare le altre celle. Questo metodo risulta particolarmente
adatto da utilizzare quando il caricatore è realizzato con un regolatore di tensione con limitazione
di corrente.
Shunting controllato da PWM
(a)
(b)
Figura 4.43 (a) bilanciamento controllato da PWM, (b) bilanciamento controllato da convertitore risonante.
Questo metodo di bilanciamento non dissipativo consiste nel misurare la caduta di tensione ai capi
di una coppia di celle adiacenti e, applicando ad una coppia di switch un segnale PWM, regolare il
flusso di corrente attraverso le due celle, in modo da bilanciarne la caduta di potenziale. Tutte le
celle vengono bilanciate a coppie e una volta caricato completamente il banco di supercondensatori,
tutti gli switch risulteranno aperti. La stessa tecnica di bilanciamento può essere realizzata tramite
convertitori risonanti, cioè con “soft switch”, per ridurre ulteriormente le perdite causate dalla
commutazione degli interruttori (Figura 4.43(b)).
Pur essendo un metodo efficiente, ha due notevoli svantaggi: la complessità circuitale e la necessità
di introdurre induttori con conseguente aumento dell’ingombro.
Bilanciamento tramite convertitore boost
Infine il metodo basato su convertitore boost, visibile in figura 4.44, prevede che venga misurata la
tensione ai capi di ogni singola cella, quando una di queste tensioni supera il massimo valore
consentito, un segnale PWM controlla il relativo switch. Il circuito si comporta quindi come un
convertitore boost, che trasferisce l’energia in eccesso della singola cella al resto del banco, per cui
si tratta anche in questo caso di un metodo non dissipativo. Vantaggi e svantaggi di questa soluzione
quindi sono del tutto analoghi a quelli presentati per la precedente soluzione con controllo PWM.
88
Figura 4.44 Bilanciamento tramite convertitore boost
4.5.1 Il sistema di bilanciamento della carica realizzato
In figura 4.45 viene presentato lo schema circuitale di una singola cella con sistema di bilanciamento
passivo progettato per il banco di supercondensatori.
Figura 4.45 Schema circuitale della cella di bilanciamento dei supercondensatori progettata.
Questo schema è riconducibile caso di shunting con resistori commutati presentata
precedentemente. In questo caso si è scelto di utilizzare come switch un MOSFET a canale N pilotato
da un comparatore, il quale confronta la caduta di potenziale ai capi del supercondensatore con un
riferimento di tensione molto preciso e a bassissima dissipazione di potenza, ottenuto con un
MAX6018. Il comparatore scelto è un MAX9119, comparatore nanopower a basso assorbimento di
corrente, alimentato con la caduta di potenziale del supercondensatore stesso e in grado di operare
fino a 1.6V di tensione di alimentazione, consentendo sempre un corretto funzionamento del
circuito per un range di valori molto esteso. Se la differenza di potenziale sulla cella è inferiore a
1.6V, il comparatore non è in grado di funzionare correttamente. Una resistenza di pull down è stata
introdotta appositamente per garantire che il MOSFET resti spento anche in questa condizione,
consentendo alla cella di caricarsi correttamente. Quando la tensione ai capi del supercondensatore
supera i 2.5V, il comparatore scatta accendendo il MOSFET (l’uscita di tipo push pull è direttamente
in grado di pilotare il transistor in tempi ragionevoli). Una volta acceso, il MOSFET si trova in regime
di funzionamento ohmico grazie alla presenza di due resistenze in parallelo che limitano la caduta
89
di potenziale tra drain e source. In questo modo l’energia in eccesso viene dissipata principalmente
attraverso le resistenze. Contemporaneamente una parte della corrente di drain fluisce nel ramo in
parallelo alle due resistenze di shunt, in cui è presente un LED che segnala quando il circuito di
bilanciamento della cella relativa è attivo, cioè in fase di scarica.
In figura 4.46 possiamo osservare il layout del prototipo del circuito di bilanciamento del banco di
supercondensatori realizzato affiancando 12 celle come quella presentata in figura 4.45.
Figura 4.46 Layout del circuito stampato del CBS
Infine in figura 4.47 è presente la foto del prototipo del circuito di bilanciamento realizzato.
Figura 4.47 Foto del prototipo del circuito per il bilanciamento del banco di supercondensatori
90
MISURE SPERIMENTALI
In questo capitolo verranno presentate le misure sperimentali effettuate sul prototipo del nuovo
sistema di gestione dell’energia realizzato, visibile in figura 5.1.
Figura 5.1 Prototipo del nuovo sistema di gestione dell’energia
Inizialmente è stata effettuata una calibrazione del sistema di misura presente all’interno del carico
variabile realizzato, attraverso l’utilizzo di multimetro digitale (già calibrato), al fine di aumentare il
più possibile la precisione sulle misure di efficienza dei due convertitori. Successivamente, dopo
aver testato separatamente il funzionamento di entrambi i convertitori, sono state effettuate delle
misure per caratterizzare l’intero sistema di gestione dell’energia durante la fase di carica dei
supercondensatori.
5.1.1 Convertitore secondario
Nel capitolo precedente sono state descritte le nuove configurazioni circuitali introdotte nel
convertitore secondario (come ad esempio emulazione del ripple e constant on time adattativo)
necessarie per risolvere i problemi della struttura base. Il circuito del convertitore secondario è
stato dotato di appositi connettori, visibili in figura 5.2, per permettere una facile misura delle forme
d’onda al suo interno. Inoltre è presente un selettore con cui si può escludere il blocco ACOT in
modo da poter misurare le variazioni di frequenza con e senza il constant on time.
91
Figura 5.2 Selettore ACOT e test point presenti nel convertitore secondario
In generale un convertitore buck con controllo a isteresi non è in grado di lavorare a frequenza
costante in quanto questa risulta variabile in funzione del carico e del tipo di regime di
funzionamento (CCM o DCM). Risulta quindi necessario andare a confrontare simulazioni e misure
nello stesso punto di lavoro caratterizzato da pari condizioni di carico, tensione di ingresso e di
uscita. Collegando un oscilloscopio digitale al connettore chiamato “ERM TEST POINT” visibile in
figura 5.2 è stato possibile misurare le forme d’onda del ripple emulato. In figura 5.3 è possibile
osservare una misura del ripple utilizzato per far funzionare l’anello di controllo e la relativa
simulazione Spice.
Figura 5.3 Forme d'onde del blocco ERM. Misurata a sinistra e simulata a destra
Osservando le forme d’onda in figura 5.3 si può notare come la misura effettuata risulta coerente
con la simulazione Spice. Data l’assenza di spike o rumore nel ripple emulato misurato possiamo
concludere che il circuito di emulazione funziona perfettamente e i risultati ottenuti sono coerenti
con l’analisi teorica effettuata nel capito 4.
92
Uno dei metodi introdotti per limitare la variazione di frequenza a cui lavora il convertitore è stato
l’utilizzo del constant on time adattativo, circuito che permette di ridurre le variazioni della
frequenza di commutazione causate dalla variazione della tensione d’ingresso.
Figura 5.4 Constant on time adattativo
Il circuito genera una rampa di tensione, la confronta con un riferimento (in questo caso pari a circa
1V) e produce degli impulsi che causano il reset del latch SR e il conseguente spegnimento del
MOSFET. Essendo la pendenza della rampa direttamente proporzionale alla tensione d’ingresso al
convertitore, il tempo di accensione del MOSFET risulta inversamente proporzionale alla tensione
d’ingresso permettendo così una riduzione della variazione delle frequenza di commutazione come
visto nel capito 4.
Figura 5.5 Forme d'onda del blocco ACOT. Misurata a sinistra e simulata a destra
In figura 5.5 è presente la simulazione Spice e il segnale della rampa generata dal circuito ACOT
acquisito con l’utilizzo di un oscilloscopio digitale. Osservando la figura 5.6 è possibile notare la
relazione tra la larghezza della rampa generata e la durata del segnale di comando del MOSFET.
Figura 5.6 Forme d’onda misurate. Rampa ACOT e segnale di comando del MOSFET high side
93
Tabella 5.1 Simulazioni e misure della frequenza di commutazione con e senza blocco ACOT
In tabella 5.1 sono riportati i dati delle simulazioni e delle misure effettuate sul prototipo del
convertitore secondario riguardanti il miglioramento ottenuto nella limitazione della variazione
della frequenza di commutazione attraverso l’utilizzo del constant on time adattativo. Nella foto in
figura 5.2 possiamo notare la presenza di un apposito selettore con cui è possibile abilitare o
disabilitare il circuito ACOT in modo da facilitare il test e l’acquisizione dei dati. A causa dell’azione
filtrante dovuta ad alcuni filtri implementati per ridurre eventuali disturbi ad altra frequenza non è
stato possibile acquisire i tempi di commutazione sopra i 24 volt di alimentazione in ingresso.
Osservando i dati possiamo vedere come una variazione della tensione d’ingresso di 5V passando
da 15V a 10V, causa una variazione della frequenza di commutazione misurata del 32% in un
semplice buck isteretico e di circa il 9% in presenza del circuito ACOT. Dalle misurazioni effettuate è
possibile affermare che l’introduzione del blocco ACOT è in grado di ridurre notevolmente le
variazioni di frequenza del convertitore andando così a migliorarne le performance. Infine in figura
5.7 e 5.8 sono presenti i grafici ottenuti dai dati presenti in tabella 5.1 in cui si può osservare la
coerenza tra le misure e le simulazioni effettuate.
Figura 5.7 Simulazioni e misure della frequenza di commutazione con e senza blocco ACOT
94
Figura 5.8 Simulazioni e misure della variazione percentuale della frequenza di commutazione con e senza
blocco ACOT
Utilizzando il carico variabile, discusso nel capito 4 e progettato al fine di misurare più agevolmente
l’efficienza dei prototipi realizzati, è stato possibile acquisire le curve di efficienza del convertitore
secondario.
Figura 5.9 Curva di efficienza del convertitore secondario
In figura 5.9 sono riportate le curve di efficienza acquisite al variare della tensione d’ingresso. Il
convertitore secondario nel suo complesso presenta una buona efficienza che può raggiungere circa
80% anche in presenza di un elevata differenza di potenziale tra l’ingresso e l’uscita (curva blu),
permettendo così di aumentare l’efficienza complessiva del sistema che altrimenti, con l’utilizzo di
un regolatore lineare, sarebbe stata notevolmente ridotta. La riduzione automatica della frequenza
di commutazione in presenza di bassi carichi permette comunque di ottenere nel peggiore dei casi
(curva blu e correnti d’uscita inferiori ai 100mA) un’efficienza di circa il 50% contro i circa 20%
ottenibili tramite un regolatore lineare utilizzato nelle stesse condizioni.
95
5.1.2 Convertitore principale
Il circuito del convertitore principale risulta molto simile a quello secondario e le misure effettuate
sul blocco ACOT e sul circuito di emulazione del ripple sono del tutto analoghe a quelle già presentate
per il convertitore secondario. Risultano invece di particolare importanza le misure di efficienza al
variare della tensione d’ingresso, visibili in figura 5.10, effettuate utilizzando il carico variabile.
Figura 5.10 Curve di efficienza del convertitore principale
Grazie alla sostituzione del MOSFET a canale p con uno a canale n più performante e all’utilizzo di
induttori SER2918H prodotti dalla Coilcraft, che presentano bassa resistenza serie parassita, è stato
possibile raggiungere con il convertitore primario efficienze molto elevate che superano il 90%
anche in presenza di un elevata tensione di alimentazione in ingresso. Tutte le curve sono state
ricavate fissando la tensione di uscita a circa 10V e modificando tramite il carico variabile la corrente
richiesta al convertitore. Siccome il valore di riferimento impostato per l’anello di limitazione della
corrente è poco inferiore ai 3 A queste misure sono state effettuate con il solo anello di controllo in
tensione in funzione.
Figura 5.11 Test dell’anello di limitazione della corrente al variare del carico
96
In figura 5.11 sono riportati i risultati del test dell’anello di controllo in corrente al variare del carico.
Utilizzando il carico variabile è stato possibile applicare all’uscita del convertitore principale un
resistenza equivalente variabile linearmente nel tempo. Come possibile osservare in figura 5.11 una
volta raggiunta la soglia di corrente impostata, il circuito inizia a comportarsi come limitatore di
corrente fino a quanto la corrente richiesta dal carico si riduce al di sotto della soglia.
5.1.3 Efficienza durante la carica dei supercondensatori
Dopo aver testato e caratterizzato i singoli blocchi che compongono il nuovo sistema di gestione
dell’energia, i cui dati principali sono stati presentati nelle pagine precedenti, si è passati al test
dell’intero sistema durante la fase di carica del banco di supercondensatori. Per realizzare questa
prova i supercondensatori sono stati inizialmente completamente scaricati per poi essere ricaricati
completamente. Per tutta la fase di carica sono state acquisite le tensione e le correnti presenti alla
porta di ingresso e di uscita del convertitore principale riuscendo così a ricavare la curva di efficienza
in funzione della tensione presente sul banco si supercondensatori.
Figura 5.12 Tensione di ingresso ed uscita dal convertitore principale durante la fase di carica del banco di
supercondensatori
Per fornire l’alimentazione in ingresso al sistema è stato utilizzato un alimentatore da banco (in
rosso in figura 5.12). La curva blu rappresenta il transitorio di tensione presente ai capi del banco di
supercondensatori.
In figura 5.13 invece sono rappresentate le correnti di ingresso e di uscita. Negli istanti iniziali del
transitorio di carica la corrente di uscita è costante e pari al valore di soglia impostato, questo perché
il convertitore funziona da limitatore di corrente, in quanto i condensatori inizialmente scarichi
mostrano un impedenza molto bassa. Successivamente, poiché la corrente richiesta dai
supercondensatori diminuisce, il circuito passa alla modalità di carica a tensione costante.
97
Figura 5.13 Correnti in ingresso ed uscita dal convertitore principale durante la carica del banco di
supercondensatori
Infine in figura 5.14 è riportata la curva di efficienza in funzione della tensione presente ai capi del
banco di supercondensatori. Possiamo notare come si ottengono elevati valori di efficienza già a
partire da differenze di potenziale superiori a circa 8 V, mentre il massimo pari a circa il 95% si
ottiene per valori prossimi alla tensione di fine carica. Essendo questa appunto la condizione
operativa tipica prevista per il veicolo durante la gara possiamo concludere che il sistema realizzato
è in grado di raggiungere elevati rendimenti rappresentando una buona soluzione per la gestione
energetica del veicolo durante la gara.
Figura 5.14 Curva di efficienza durante la carica del banco di supercondensatori
98
CONCLUSIONI
Durante questo lavoro di tesi è stato sviluppato un sistema di gestione energetica per un veicolo a
cella combustibile a idrogeno progettato dal team del Politecnico di Milano per la Shell Eco
Marathon.
Lo scopo di questo progetto è il miglioramento dell’efficienza complessiva del veicolo al fine di
ottenere una riduzione dei consumi durante la gara. L’idea su cui si basa questo lavoro è di utilizzare
una configurazione tipo ibrido serie in cui la cella a combustibile a idrogeno viene fatta funzionare
in un punto di lavoro ottimale caratterizzato da una maggiore efficienza. Il sistema include due
convertitori switching con controllo a isteresi ad alta efficienza ed un sistema di accumulo
dell’energia costituito da un banco di supercondensatori EDLC con annesso circuito di bilanciamento
passivo delle singole celle.
Non è ancora stato possibile installare il dispositivo a bordo del veicolo e testarlo in pista, ma sono
state effettuate numerose misure che ne dimostrano l’efficacia ed il corretto funzionamento. I
risultati ottenuti sono coerenti con le simulazioni e l’analisi teorica effettuata in fase di
progettazione. Particolarmente soddisfacente si è rivelato l’elevato rendimento ottenuto durante le
prove di carica del banco di supercondensatori, che raggiunge valori superiori al 90% nell’intero
range di tensioni di funzionamento previste.
Nonostante l’implementazione di un circuito basato su COT adattativo introdotto per limitare la
variazione della frequenza di commutazione intrinseca nei convertitori con controllo ad isteresi, la
frequenza di commutazione risulta comunque variabile rispetto al carico e alla tensione di
alimentazione in ingresso. Un possibile sviluppo futuro potrà essere quello di introdurre un ulteriore
anello di controllo per la stabilizzazione della frequenza di commutazione che vada ad agire sulla
larghezza della finestra di isteresi del comparatore dell’anello di controllo in tensione. Infine un
ulteriore riduzione dei consumi di combustibile potrà essere ottenuta attraverso la riprogettazione
degli ausiliari utilizzati per il controllo della cella a combustibile a idrogeno considerando il fatto che
il nuovo punto di lavoro consente l’utilizzo di un sistema di raffreddamento di minori dimensioni.
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