Cap

LO STADIO DI INGRESSO IN TECNOLOGIA BIPOLARE STANDARD
Cap. 6
LO STADIO DI INGRESSO
6.1 GENERALITA’
Ci occupiamo in questo capitolo degli amplificatori progettati in tecnologia bipolare standard e
in tecnologia BiFet, rimandando, considerata la loro peculiarità, a un capitolo apposito la trattazione
degli amplificatori in tecnologia CMOS. Particolari categorie di amplificatori quali amplificatori per
strumentazione, amplificatori current feedback mode, amplificatori ad elevato prodotto guadagnobanda, amplificatori video, ecc. verranno anch’esse trattate separatamente.
Per tecnologia bipolare “standard” intendiamo le tecnologie bipolari di livello più modesto,
ampiamente utilizzate nel passato, e in varia misura ancora attualmente. Si tratta di tecnologie planari,
epitassiali, a diffusione, ad alta tensione (High-Voltage), cioè alcune decine di Volt di tensione di
breakdown e quindi corrispondenti tensioni massime di alimentazione, caratterizzate fondamentalmente
da transistori npn con fT 6.1 nel campo di alcune centinaia di MHz (tipicamente 400-600 Mhz) e
guadagno di corrente hfe di alcune centinaia, da transistori pnp laterali ( o a collettore substrato laddove
consentito dall’architettura circuitale) con fT nel campo di alcuni MHz e guadagno di corrente di alcune
decine, da isolamento a giunzione, da resistori diffusi. La tensione di Early è tipicamente compresa tra
diverse decine e un paio di centinaia di V, con i valori più alti per gli npn.
Per il transistore npn la tensione di breakdown BVCEO è controllata dal drogaggio dello strato
epitassiale (collettore) e risulta inversamente dipendente da esso. Nell’ambito della tecnologia qui
considerata tale drogaggio può variare considerevolmente producendo dispositivi con tensioni di
breakdown comprese tipicamente tra 25 e 50 V. I valori più bassi consentono di ridurre lo spessore
dello strato epitassiale e di produrre dispositivi di minori dimensioni con area di emettitore di alcune
decine di 2, mentre i dispositivi con più elevata sono caratterizzati tipicamente da aree di emettitore
nel campo di alcune centinaia di 2.
Attualmente sono a volte disponibili anche nell’ambito della tecnologia qui considerata processi
tecnologici più avanzati quali ad esempio l’impiantazione ionica in sostituzione (o parziale
sostituzione) dei processi di drogaggio per diffusione.
Dispositivi caratterizzati da prestazioni superiori, il cui impiego considereremo più avanti,
vengono prodotti per mezzo di tecnologie più avanzate: emettitore in polisilicio, isolamento dielettrico,
ecc. Si tratta di dispositivi di dimensioni assai piccole (area di emettitore di qualche 2) con spessori
assai piccoli di emettitore (~0,1 ) e di base attiva (~0,1 ) e quindi caratterizzati da tempi di transito
nella base decine di volte inferiori rispetto a quelli dei dispositivi della tecnologie meno avanzate: fT di
picco superiori ai 10 GHz. Appartengono ovviamente alla categoria “Low-Voltage” con tensioni di
breakdown attorno alla decina di V e sono caratterizzati da guadagno di corrente inferiore con valore di
picco corrispondente a correnti comprese tra alcune decine e poche centinaia di A. Anche la tensione
di Early risulta significativamente inferiore. In tali tecnologie sono normalmente disponibili transistori
pnp verticali (tecnologie “true complementary”) e resistori a strato sottile.
I transistoriI transistori pnp laterali hanno caratteristiche molto inferiori a quelle dei transistori
npn: in tecnologia ad alta tensione, tipicamente fT nel campo di alcuni MHz e hfe di alcune decine.
Inoltre il guadagno di corrente cade rapidamente già per correnti molto basse (decine di A) e quindi la
capacità di corrente risulta assai ridotta. I transistori pnp a collettore substrato si comportano circa
6.1
Ci si riferisce alla frequenza di taglio fTmax, cioè alla fT relativa al campo di correnti di collettore in cui è sostanzialmente
indipendente dalla corrente stessa. Ciò si verifica per dispositivi ad alta tensione (di breakdown), mentre nei dispositivi
derivanti da processi a bassa tensione la fT raggiunge un valore di picco al limite delle condizioni di alta iniezione, cioè
dell’effetto Kirk.
77
L’AMPLIFICATORE OPERAZIONALE
come i pnp laterali per quanto riguarda fT e hfe, ma hanno superiore capacità di corrente. Naturalmente
le caratteristiche indicativamente sopra riportate sono funzione delle dimensioni geometriche (area
effettiva di emettitore).
hfe
1000
npn (area di emettitore 380 2)
100
pnp di substrato (area di emettitore 3950 2)
pnp laterale (area di emettitore 690 2)
10
0,1
1
10
100
1.000
10.000 A
Figura 6.1
Andamento (indicativo) del guadagno di corrente dei vari tipi di transistori di un processo
bipolare ad alta tensione in funzione della corrente di polarizzazione
Della tecnologia BiFet, derivata dalla tecnologia bipolare e quindi ad essa assimilabile anche se
solitamente caratterizzata da dispositivi e tecnologie più evoluti, parleremo nell’ambito dei paragrafi ad
essa dedicati.
6.2 STADIO DI INGRESSO CON CARICO RESISTIVO
Consideriamo in prima istanza un semplice stadio differenziale utilizzante una coppia di
transistori npn con carico resistivo (figura 6.2). E’ questo lo stadio più semplice e la cui architettura è
quella più vicina a quella del classico stadio differenziale a due transistori; pur consentendo, per quanto
riguarda determinati parametri (in particolare rumore e offset di tensione), prestazioni particolarmente
buone, esso presenta diverse limitazioni e richiede quindi un approccio progettuale particolare.
78
LO STADIO DI INGRESSO IN TECNOLOGIA BIPOLARE STANDARD
+VCC
RL
RL
OUT
Q1
Q2
IN
IN
2I
Q3
-VCC
Figura 6.2
Semplice stadio differenziale BJT con carico passivo
I transistori da utilizzare in ingresso sono ovviamente npn, principalmente per ragioni di
resistenza di ingresso (rid=2hfe/gm), ma anche per ragioni di errori in continua.
Il guadagno di tensione, a vuoto (fattore di guadagno o guadagno disponibile), dello stadio è dato
da
gmRL
ed è dunque semplicemente esprimibile tramite il rapporto tra la caduta di tensione di
polarizzazione ai capi dei resistori RL, cioè una frazione  della tensione di alimentazione, e la tensione
termica VT
VCC/VT
per cui risulta quindi indipendente dalla corrente di polarizzazione.
Ne risulta un valore di progetto della resistenza dei resistori RL dato da
V
RL  CC
I
Per ottenere guadagni elevati è quindi necessario utilizzare elevati valori di  (prossimi a 1), ma
ciò sarebbe in contrasto con l’esigenza di avere una dinamica del modo comune in ingresso
sufficientemente ampia, cioè congruente con l’elevata reiezione del modo comune ottenibile.
Una soluzione di compromesso appare ovviamente quella di scegliere  circa pari a 0,5 e quindi
V
RL  CC
2I
A questo punto è necessario notare che da quanto sopra esposto discende che RL dipende dal
rapporto tra la tensione di alimentazione e la corrente di lavoro.
Per un amplificatore operazionale “general purpose”, cioè non custom o dedicato, la tensione di
alimentazione deve poter variare, a scelta dell’utilizzatore, in un intervallo di valori spesso assai ampio:
ad esempio tra 3 e 18 Volt.
79
L’AMPLIFICATORE OPERAZIONALE
Nella figura 6.2 non è indicata la sorgente di polarizzazione. La soluzione universalmente
adottata è quella presentata nella figura 6.3 dove la corrente di lavoro dello stadio è derivata, tramite
una struttura a specchio, da un generatore di riferimento Iref.
+VCC
RL
RL
Iref
OUT
Q1
Q2
IN
IN
2I
Q3
Q4
-VCC
Figura 6.3
Generica polarizzazione dello stadio differenziale BJT con carico passivo
Solitamente tale generatore viene progettato in modo da minimizzare la sua dipendenza dalla
tensione di alimentazione ed ottenere una corrente di riferimento sostanzialmente costante al variare di
VCC. Un esempio semplificato è riportato nella figura 6.4
E’ evidente che una soluzione di questo tipo costringerebbe a progettare i resistori di carico
facendo riferimento alla tensione di alimentazione minima ottenendo così un guadagno molto basso e
un ragionevole compromesso tra guadagno e dinamica del modo comune solo a tale tensione.
Nell’esempio sopra riportato (3<VCC<18; =0,5) si otterrebbe un guadagno pari a 60 a qualsiasi
tensione di alimentazione, cioè sempre molto basso, con pregiudizio del guadagno complessivo
dell’amplificatore, della reiezione del modo comune ed eventualmente del peso degli errori introdotti
dagli stadi successivi al primo. Con una corrente di lavoro I pari a 30 A si otterrebbe RL=50 k,
valore comunque piuttosto elevato e conseguente ingente occupazione di silicio e qualche limitazione
nella risposta in frequenza. Alla massima alimentazione la dinamica del modo comune risulterebbe pari
a 16,5 Volt e quidi del tutto sproporzionata alla caduta utilizzata per il guadagno.
80
LO STADIO DI INGRESSO IN TECNOLOGIA BIPOLARE STANDARD
+VCC
RL
RL
RZ
OUT
Q1
Q2
IN
IN
R0
Iref
2I
Z1
Q3
Q4
-VCC
Figura 6.4
Esempio di polarizzazione indipendente dalla tensione di alimentazione
+VCC
RL
RL
R0
OUT
Iref
Q1
Q2
IN
IN
2I
Q3
Q4
-VCC
Figura 6.5
Polarizzazione totalmente dipendente dalla tensione di alimentazione
Abbiamo precedentemente notato che RL dipende dal rapporto tra la tensione di alimentazione e
la corrente di lavoro. Se dunque tale rapporto venisse mantenuto costante, indipendentemente dal
valore di VCC, il compromesso tra guadagno e dinamica del modo comune si manterrebbe a tutte le
tensioni di alimentazione utilizzabili. Ciò evidentemente comporta rendere la corrente di polarizzazione
e cioè la corrente Iref da cui essa è derivata, proporzionale alla tensione di alimentazione.
81
L’AMPLIFICATORE OPERAZIONALE
Una struttura che realizza in prima approssimazione tale condizione è quella riportata nella
figura 6.5
Risulta infatti
 2VCC  VBE 4 
I ref 
R0
E quindi, per 2VCC>>VBE4
2VCC
I ref
R0
per cui si verifica la situazione di compromesso indipendente dalla tensione di alimentazione sopra
discussa.
Il guadagno è ovviamente dato da
 VCC
VT
e risulta quindi proporzionale a VCC. Pertanto anche la reiezione del modo comune risulta in prima
approssimazione proporzionale alla tensione di alimentazione e quindi alla dinamica in uscita del
segnale differenziale, situazione questa, evidentemente, ragionevole.
L’approccio progettuale adottato produce un amplificatore di cui molte caratteristiche dipendono
dalla corrente di lavoro del primo stadio e quindi dalla tensione di alimentazione. Oltre al guadagno
differenziale, al guadagno di modo comune e alla CMRR risultano dipendenti da VCC:
correnti di bias
offset delle correnti di bias
resistenza differenziale di ingresso
offset di tensione
rumore serie
rumore parallelo
risposta in frequenza
corrente di alimentazione
ecc.
proporzionali alla corrente di polarizzazioneo
inversamente proporzionale alla corrente di polarizzazioneo
inversamente proporzionale alla corrente di polarizzazioneo
inversamente proporzionale alla corrente di polarizzazioneo
E’ questo un risultato che solitamente si tende il più possibile ad evitare, cercando di ottenere
amplificatori caratterizzati da parametri il più possibile indipendenti dalla tensione di alimentazione.
Nel caso considerato esso è giustificato dal fatto che la struttura circuitale utilizzata presenta rumore
serie e offset di tensione particolarmente bassi: l’amplificatore che ne deriva è cioè quello che si suole
chiamare un “amplificatore di precisione”.
Un esempio, riportato per quanto riguarda il primo e il secondo stadio nella figura 6.6, è
costituito dal già citato amplificatore operazionale 725 (di buona memoria!).
Il rumore risulta dovuto ai soli transistori di ingresso e così pure, con accettabile
approssimazione, l’offset di tensione. Il basso valore di quest’ultimo, 500 V max, è frutto anche di un
accurato layout geometrico e termico dei dispositivi di ingresso (geometria a centroide comune; si veda
la trattazione dell’offset di tensione nel capitolo 2). L’accoppiamento termico merita un breve cenno.
Lo stadio di uscita che alimenta il carico dissipa potenza in misura assai superiore rispetto agli
altri componenti dell’amplificatore e può essere considerato, in prima approssimazione, l’unica fonte di
calore entro il sistema (stadio di potenza) determinando così la distribuzione della temperatura entro di
82
LO STADIO DI INGRESSO IN TECNOLOGIA BIPOLARE STANDARD
esso(campo di temperatura).6.2 I dispositivi di ingresso devono essere disposti il più possibile sopra la
medesima isoterma, ma, a causa anche del variare del campo di temperature e per effetto della sua
dispersione, di fatto tra i due dispositivi è rilevabile una differenza di temperatura T che, in prima
approssimazione, modellizzando la sorgente di calore come puntiforme (o segmentiforme), risulta
proporzionale alla potenza messa in gioco dallo stadio di uscita
DT B ¡ P
dove ¡ è la costante di proporzionalità (tipicamente una frazione di °/W) e P è la potenza in gioco.
Si genera quindi un offset di tensione di origine termica tra le due giunzioni in quanto la tesione di
giunzione, a pari corrente di lavoro, ha un coefficiente di temperatura di circa 2 mV/°.
Nel 725 la corrente di riferimento è determinata dal resistore R0 ed è quindi totalmente
dipendente dalla tensione di alimentazione (a meno della caduta su Q4).
Il secondo stadio è uno stadio differenziale (Q6 – Q9), Darlington, con carico attivo a specchio,
che pilota un terzo stadio seguito dallo stadio di uscita (non rappresentati nella figura).
+VCC
R2
offset
R1
R0
R2
R4
R5
control
Q14
Q8
R1
Q6
IN
Q7
Q10
Q1
Q2
Q11
IN
al terzo stadio
di guadagno
Q12
Q13
Q8
Q3
Q9
Q4
Q5
R3
R6
R8
R9
R7
-VCC
Figura 6.6
Stadio di ingresso e secondo stadio dell’amplificatore 725
6.2
Tale distribuzione è poi variabile nel tempo e può essere caratterizzata da una risposta in frequenza (a frequenze,
determinate dalle costanti di tempo termiche del sistema, relativamente basse rispetto a quelle elettriche). Il sistema
deve essere visto come una struttura elettrotermica e risulta retroazionato termicamente con segno della retroazione che,
almeno in certe fasi di lavoro, può risultare positivo: un guadagno elettrico molto elevato può quindi condurre in
determinate condizioni di lavoro a instabilità elettrotermica o comunque a cattivo comportamento a bassa frequenza
(nonlinearità, distorsione).
83
L’AMPLIFICATORE OPERAZIONALE
6.3 STADIO DI INGRESSO CON CARICO ATTIVO
Lo stadio precedentemente considerato risulta caratterizzato da un guadagno relativamente
modesto e produce amplificatori con la dipendenza, sopra discussa, di molti parametri dalla tensione di
alimentazione.
Guadagno più elevato e dipendenza molto ridotta delle grandezze di interesse dalla tensione di
alimentazione si ottengono ovviamente utilizzando la struttura rappresentata nella figura 6.7 in cui la
corrente di riferimento è progettata in modo da risultare assai poco dipendente da VCC. Tale struttura
appare quella più semplice implementabile con un carico attivo (a specchio) e quindi quella più ovvia
da considerare.
+VCC
Q4
Q3
Iref
OUT
Q1
Q2
IN
IN
2I
Q5
Q6
-VCC
Figura 6.7
Stadio di ingresso con carico attivo
Il guadagno a vuoto (guadagno disponibile) risulta dato da
VA*
VT
dove VT è la tensione termica e
V V
1
1

VA*  A2 A4 
VA
VA2  VA4 2  4
è la tensione “equivalente” di Early dei transistori Q2 e Q4 visti dal nodo di uscita.
Tale guadagno è quindi molto più elevato di quello ottenibile con la configurazione precedente.
Ad esempio
VA2 = 125V (=8 10-3)
VA4 = 80V (=12,5 10-3)
VA* = 49V
VA*
 1,9  103
VT
mentre nel caso di uno stadio come quello della figura 6.2, con resistori di carico di 52 k e
corrente di lavoro 20 A il guadagno a vuoto risulterebbe solamente 40. Per ottenere guadagni
confrontabili con quello sopra riportato dello stadio con carico attivo, sarebbe necessario, a pari
resistenza di carico, già molto elevata, polarizzare lo stadio con correnti dell’ordine del mA.
84
LO STADIO DI INGRESSO IN TECNOLOGIA BIPOLARE STANDARD
Naturalmente lo stadio ora considerato risulta affetto da rumore serie maggiore (circa doppio) e
offset di tensione più elevato (in termini del contributo statistico maggiore di circa il 50%).
E’ però ora necessario considerare la configurazione utilizzabile per realizzare lo stadio
successivo (secondo stadio). Tale stadio deve essere dotato di sufficiente guadagno di tensione, deve
essere caratterizzato da una resistenza di ingresso sufficientemente elevata onde non caricare
eccessivamente il primo stadio con conseguente inaccettabile riduzione del guadagno, deve essere
disponibile per la compensazione in frequenza, deve pilotare efficacemente lo stadio di uscita, deve
riportare il livello di polarizzazione in uscita verso il centro delle alimentazioni. L’unica configurazione
semplice dotata di tali caratteristiche è quella emettitore comune (o direttamente da essa derivata: ad
esempio Darlington) e, nello stadio qui considerato, deve necessariamente essere realizzata utilizzando
transistori pnp laterali. Tali transistori hanno fT molto inferiore a quella dei transistori npn e inoltre
verrebbero utilizzati nella configurazione peggiore dal punto di vista della risposta in frequenza: una
soluzione del genere comprometterebbe gravemente la risposta in frequenza di tutto l’amplificatore e
non è quindi accettabile.
Essa deriva dal fatto che nello stadio di ingresso adottato l’uscita risulta spostata, rispetto agli
ingressi, verso l’alimentazione positiva: lo stadio è cioè caratterizzato da un “level shift” verso +VCC.
Si parla di “level shift sfavorevole” in quanto conduce a dover adottare una sfavorevole soluzione per
la realizzazione del secondo stadio. E’ dunque necessario modificare il primo stadio per renderlo a
“level shift favorevole”, cioè verso l’alimentazione negativa, onde poter utilizzare transistori npn nel
secondo stadio.
6.4 STADI DI INGRESSO CON LEVEL SHIFT FAVOREVOLE
L’utilizzo di transistori pnp in ingresso produrrebbe una struttura complementare rispetto a quella
sinora considerata e quindi un level shift favorevole, ma è chiaramente da respingere (tranne casi molto
particolari) perché, tra l’altro, condurrebbe a resistenza di ingresso bassa, correnti di bias elevate,
cattiva risposta in frequenza, ecc. L’utilizzo di transistori npn come elementi di ingresso è quindi una
necessità.
+VCC
Q8
IN
IN
Q1
Q2
Q4
Q3
OUT
Q7
Q5
R
Q6
R1
R
-VCC
Figura 6.8
Lo stadio di ingresso del 741
85
L’AMPLIFICATORE OPERAZIONALE
Quanto sopra discusso porta alla conclusione che, in tecnologia bipolare standard, l’architettura
dello stadio di ingresso deve essere sensibilmente più complessa di quella di un semplice stadio
differenziale di struttura “classica”. In pratica due sono le soluzioni utilizzabili (con varianti
relativamente modeste): la struttura 741 e la struttura folded cascode, rappresentate (senza i dettagli del
sistema di polarizzazione) nelle figure 6.8 e 6.9.
+VCC
Q8
Q7
IN
IN
Q1
Q2
Q3
Q4
OUT
Q9
Q5
Q6
-VCC
Figura 6.9
Stadio di ingresso folded cascode
Ambedue le strutture riportano l’uscita verso l’alimentazione negativa.
Nelle figure 6.10 e 6.11 sono mostrati tali stadi in accoppiamento col secondo stadio che è
appunto uno stadio del tipo emettitore comune (solitamente Darlington per ottenere elevata resistenza
di ingresso, cioè di carico del primo stadio) utilizzante transistori npn. Si veda anche la figura 6.6 in cui
il secondo stadio è uno stadio differenziale, assimilabile, dal punto di vista della presente discussione,
allo stadio emettitore comune.
Sono mostrate anche le reti di polarizzazione che determinano le correnti di lavoro dei vari
elementi del sistema. A questo proposito si può notare che nel caso del 741 lo stadio di ingresso è
caratterizzato da un’architettura assai differente da quella del più noto e classico stadio differenziale
(figura 6.3 o figura 6.7) e non è presente la “coda”, cioè il generatore di corrente che assolve, tra altre,
la funzione di elemento polarizzatore dello stadio. E’ dunque necessario risolvere il problema della
polarizzazione per altra via. La corrente da cui partire è ottenuta dalle alimentazione tramite una
semplice resistenza R0 e viene letta dai pozzi Q11 e Q12 . Q11 costituisce con Q10 e R5 uno specchio
Widlar, atto a produrre in uscita una corrente con ridotta dipendenza dall’alimentazione. Tale corrente
viene confrontata, nell’ambito di un anello di retroazione, con quella delle basi dei transistori pnp
trasferitori di corrente e con quella di polarizzazione dello stadio letta dallo specchio Q8, Q9. L’anello
di retroazione agisce evidentemente solo sul modo comune e non influisce sulla risposta al modo
differenziale; esso risolve il problema del corretto accoppiamento tra le correnti di base dei pnp e la
corrente di lavoro dello stadio, altrimenti fonte di forti dispersioni nelle condizioni di lavoro a causa
86
LO STADIO DI INGRESSO IN TECNOLOGIA BIPOLARE STANDARD
dell’elevata varianza che caratterizza il guadagno di corrente dei transistori. Ricordando la dipendenza,
in uno stadio differenziale di struttura classica, della reiezione del modo comune dalla resistenza
equivalente della coda, cioè dall’efficienza con cui viene mantenuta fissa la corrente di lavoro, si può
affermare che, da questo punto di vista, l’anello di retroazione sopra descritto svolge per altra via la
funzione della coda stessa.
Nelle strutture sopra mostrate la polarizzazione in tensione del nodo di uscita del primo stadio
(primo nodo di guadagno) è imposta dalla polarizzazione di ingresso del secondo stadio e corrisponde
quindi a circa una caduta di giunzione (VBE) al di sopra dell’alimentazione negativa. In uscita
all’amplificatore si vuole ottenere un livello di polarizzazione situato al centro dell’alimentazione
complessiva, cioè nominalmente 0V; ciò è compito del secondo stadio che in uscita dovrebbe fornire
approssimativamente tale livello di tensione, in quanto il terzo stadio, salvo eccezioni, è uno stadio del
tipo follower che di per sé non introduce ulteriore level shift (o introduce level shift trascurabile).
Considerata peraltro la tipica struttura del secondo stadio e il semplice carico attivo per esso utilizzato
(si vedano gli esempi delle figure) il livello di polarizzazione in uscita risulta sostanzialmente
determinato (almeno a vuoto) dalle tensioni di Early dei transistori e, di fatto, risulta alquanto discosto
dal centro delle alimentazioni (anche diversi Volt, ovviamente in dipendenza dalla tensione di
alimentazione utilizzata). Ciò evidentemente corrisponde a un contributo all’offset di tensione che,
peraltro, riferito all’ingresso, risulta solitamente trascurabile rispetto a quello dovuto allo stadio di
ingresso; ad esempio un offset riferito all’uscita di 3 V, nel caso di guadagno pari a 100 dB, riferito
all’ingresso contribuisce 30 V.
+VCC
Q12
Q13
Q9
Q8
IN
Q1
Q3
R0
10
IN
Q2
10
A
Cc
Q4
A
550
allo stadio
di uscita
A
Q14
Q7
Q15
Q11
Q10
R5
Q5
R2
Q6
R1
R2
R3
R4
-VCC
regolazione
dell'offset
Figura 6.10
Stadio di ingresso e secondo stadio dell’amplificatore 741
87
L’AMPLIFICATORE OPERAZIONALE
+VCC
Q7
Q13
Q12
Q8
Q13
Q15
Q16
Cc
R0
allo stadio
di uscita
IN
IN
Q1
Q2
Q4
Q3
Q15
Q17
Q11
Q14
Q14
Q10
R1
Q14
Q9
Q5
Q6
R4
-VCC
Figura 6.11
Primo e secondo stadio di un amplificatore con ingresso folded cascode
La struttura della figura 6.11 utilizza nello stadio di ingresso una architettura cascode, ma
solamente allo scopo di ottenere un level shift favorevole. Tale architettura presenta una resistenza di
uscita particolarmente elevata, pari a circa hfe4ro4 6.3 e suggerisce l’idea di utilizzare un carico con
resistenza equivalente comparabile, ad esempio uno specchio cascode oppure Wilson onde aumentare,
considerevolmente, il guadagno. Si può ad esempio immaginare di modificare in tal senso la struttura
della figura , come nella seguente figura 6.12. che riporta il solo primo stadio.
Si otterrebbe così un guadagno molto elevato, ma a vuoto: in presenza del secondo stadio il
guadagno sarebbe di fatto determinato essenzialmente dalla sua resistenza di ingresso. Si potrebbe
ancora immaginare di modificare il secondo stadio per elevarne considerevolmente la resistenza di
ingresso (cosa possibile anche se tutt’altro che semplice) e in questo caso si realizzerebbe
effettivamente un guadagno estremamente elevato: l’amplificatore completo potrebbe arrivare a
guadagnare più di 130 db. In queste condizioni peraltro l’amplificatore rischia instabilità elettrotermica
(si vedano il paragrafo 6.2 e la nota 6.2). Guadagni così elevati non sono quindi opportuni se non in
casi particolari, anche perché il guadagno che si ottiene con le usuali configurazioni risulta del tutto
sufficiente per le applicazioni cui gli amplificatori sono destinati. L’amplificatore operazionale 725,
citato nel paragrafo precedente, costituisce una eccezione in quanto il suo guadagno raggiunge i 130
6.3
Nel caso considerato i trasferitori di corrente sono pnp laterali e quindi caratterizzati da basso guadagno per cui la
resistenza di collettore non risulta elevatissima.
Si noti che anche l’architettura del 741 utilizza trasferitori di corrente pnp, ma pilotati dai follower di ingresso e quindi
il transistore di uscita Q4 vede sull’emettitore una resistenza relativamente bassa e cioè 1/g m2 (non si tratta quindi di una
configurazione cascode). La struttura non è perfettamente simmetrica e quindi le basi dei transistori Q 3 e Q4 non si
possono, a rigore, considerare fisse sul segnale, ma tale condizione si può ritenere applicabile in prima
approssimazione. La resistenza di uscita di Q4 è quindi data da
1 + gm 4 gm 2
rout 4 = ro 4
; 2ro 4
dove ro4 è la resistenza di Early di Q4
1 + gm 4 h
fe 4 gm 2
ed è pari solamente al doppio della resistenza di Early (raddoppia la tensione equivalente di Early)
88
LO STADIO DI INGRESSO IN TECNOLOGIA BIPOLARE STANDARD
dB; tale guadagno peraltro è ottenuto semplicemente aggiungendo uno stadio, con le conseguenze già
viste e ha reso necessaria grande cura nel progetto anche dal punto di vista termico.
+VCC
Q7
Q13
Q12
Q15
Q8
Q16
R0
IN
IN
Q1
Q2
Q4
Q11
Q3
Q17
al secondo
stadio
Q10
Q5
R1
Q14
Q9
Q6
Q14
-VCC
Figura 6.12
Il primo stadio dell’ amplificatore folded cascode con carico a specchio Wilson
6.5 TRANSCONDUTTANZA DEL PRIMO STADIO E COMPENSAZIONE
FEEDFORWARD
Nelle classiche strutture considerate nelle figure 6.10 e 6.11 (741 e folded cascode) l’elemento
circuitale che prevale nel determinare l’occupazione di area, cioè le dimensioni del die 6.4, è la capacità
di compensazione. Ad esempio nel 741 essa vale 30 pF e occupa circa il 30% dell’area totale. E’ quindi
di interesse trovare il modo di ridurre il valore di tale capacità.
Considerata la ben nota relazione, valida nel caso di compensazione alla Miller:
g
GB prodotto guadagno-banda
gmi è la transconduttanza dello stadio di ingresso
Cc  mi
GB
la capacità può essere ridotta riducendo la transconduttanza o aumentando il prodotto guadagno-banda.
Tecniche di riduzione della transconduttanza del primo stadio
In tecnologia bipolare la transconduttanza può essere ridotta agendo sulla corrente di lavoro dei
transistori oppure modificando l’architettura circuitale.
Per ragioni attinenti al guadagno di corrente e alla risposta in frequenza la corrente di lavoro
non può di fatto essere ridotta al di sotto di un livello minimo dell’ordine della decina di A, anche
6.4
Ricordiamo che su un wafer di Si (un disco dello spessore di un paio di centinaia di  e del diametro di parecchi pollici)
vengono realizzati centinaia o anche migliaia di esemplari di uno stesso dispositivo integrato, ciascuno dei quali occupa
un “die”. I singoli dice vengono ottenuti a seguito di una operazione di taglio o spezzatura del wafer.
89
L’AMPLIFICATORE OPERAZIONALE
perchè acquisterebbero comunque maggior peso singolarità secondarie come ad esempio quelle
prodotte dal carico attivo a specchio, la cui costante di tempo è proporzionale a 1/gm.
In termini di architettura circuitale si può intervenire come nel caso dello slew rate inserendo
resistori in serie agli elementi di ingresso, ma con pregiudizio, anche grave, dell’offset di tensione e,
sopratutto, del rumore. Una alternativa a volte utilizzata è quella già riportata lla fine del capitolo 3 e
cioè una struttura multicollettore dello stadio di ingresso (figura 3.6). Il principale inconveniente è
costituito dal basso guadagno dei transistori di ingresso cui conseguono bassa resistenza di ingresso ed
elevata corrente di bias.
Peraltro nelle strutture precedentemente utilizzate i transistori pnp non vengono utilizzati in
ingresso, ma come trasferitori di corrente e quindi in essi può essere applicata la configurazione
multicollettore senza inficiare le caratteristiche di ingresso dello stadio. A titolo di esempio nella figura
6.13 è riportata una soluzione che ricalca quella del 741 salvo l’introduzione della tecnica appena
descritta.
+VCC
Q8
IN
IN
Q1
Q2
Q4
Q3
1
2
1
1
2
1
OUT
Q7
Q5
R
Q6
R1
R
-VCC
Figura 6.13
Il primo stadio dell’ amplificatore 741 modificato inserendo una struttura multicollettore per
transistori pnp trasferitori di corrente
Dalla figura si rileva che una parte della corrente di collettore prodotta dal segnale di ingresso
viene inviata all’alimentazione negativa il che riduce corrispondentemente la transconduttanza e quindi
anche la capacità di compensazione. Inoltre il collegamento incrociato tra i due collettori è tale da agire
soltanto sul segnale e non sulla polarizzazione dello specchio: viene annullato il segnale di corrente nel
90
LO STADIO DI INGRESSO IN TECNOLOGIA BIPOLARE STANDARD
pozzo e quindi il polo ad esso associato, polo che potrebbe limitare la risposta in frequenza considerato
il basso valore della transconduttanza e quindi l’elevato valore della resistenza di pozzo.
La transconduttanza relativa all’uscita risulta pari a gm/8 (gm transconduttanza degli elementi di
ingresso Q1 e Q2) in quanto viene prelevata metà della corrente e risulta attivo un ramo solo. La
capacità di compensazione, a parità di corrente di polarizzazione, e a parità di prodotto guadagno
banda, si riduce a 7,5 pf; volendola ridurre ulteriormente è necessario diminuire la corrente di
polarizzazione di ciascun ramo.
Tecniche di miglioramento del prodotto guadagno-banda
Nel capitolo 5 si è detto che per un’ampia categoria di amplificatori, in tecnologia bipolare e
BiFet, il prodotto guadagno-banda ottenibile a seguito della compensazione può essere considerato
approssimativamente noto a priori in quanto dipendente dalla tecnologia, dalle architetture circuitali
che si prevede di adottare (numerosi vincoli, soprattutto nelle tecnologie meno avanzate, riducono
fortemente le soluzioni utilizzabili), dalle condizioni di polarizzazione dei dispositivi (anch’esse
solitamente molto vincolate). A questo punto tale affermazione richiede alcune precisazioni, relative in
particolare alle architetture circuitali e alle condizioni di polarizzazione.
Si è fatto riferimento al ruolo che giocano, dal punto di vista della risposta in frequenza, i
transistori pnp laterali della tecnologia standard e le numerose singolarità a frequenza relativamente
elevata dovute alle resistenze caratterizzanti i vari nodi interni del sistema in associazione con le
capacità (parassite) su di essi insistenti. Si tratta prevalentemente di capacità associate a giunzioni
polarizzate inversamente quali capacità di collettore e, soprattutto, capacità dovute alle giunzioni di
isolamento. Mentre tali capacità sono sostanzialmente indipendenti dalle correnti di polarizzazione
utilizzate nelle varie parti del sistema il livello di resistenza dei nodi ne dipende direttamente e si riduce
al crescere delle correnti stesse.
E’ dunque possibile migliorare la risposta in frequenza, e quindi il prodotto guadagno-banda
ottenibile, neutralizzando da un lato, entro i limiti del possibile, il cattivo comportamento dei transistori
pnp laterali e riducendo dall’altro il peso delle singolarità parassite attraverso un aumento delle correnti
di polarizzazione. Ciò in particolare nell’ambito della tecnologia bipolare pura in quanto i livelli di
resistenza risultano direttamente proporzionali alle correnti di lavoro.
Peraltro aumentare il livello delle correnti di lavoro è possibile solo entro determinati limiti in
quanto produce aumento della potenza dissipata 6.5, riduzione della resistenza di ingresso e aumento
delle correnti di bias (nel caso vengano utilizzati BJT nello stadio di ingresso). Inoltre può rendere
difficoltosa la compensazione e non consentire l’approccio “alla Miller”.
Anche l’utilizzo di opportune architetture circuitali può consentire di ottenere un prodotto
guadagno-banda maggiore: si pensi ad esempio al “broadbanding” ottenibile tramite una
configurazione cascode.
In molti casi, ad esempio nel 741, la limitazione della risposta in frequenza è prodotta
principalmente dall’elevato numero di singolarità parassite e solo in minor misura dalla presenza di
transistori pnp laterali. Se però, tramite approcci quali quelli sopra descritti, tali singolarità vengono
allontanate sufficientemente il peso dei transistori pnp laterali diviene importante. Vogliamo quindi nel
seguito discutere brevemente un approccio, spesso utilizzato, che consente di neutralizzare l’effetto di
tali transistori e cioè la compensazione in frequenza locale detta “feedforward”.
Facciamo riferimento a una struttura folded cascode dello stadio di ingresso, come nella figura
6.9. I transistori pnp sono utilizzati come trasferitori di corrente e traslatori di livello e presentano
trasferimento della corrente caratterizzato, in prima approssimazione da un polo. dovuto alla loro
6.5
Gli amplificatori a larga banda sono in effetti caratterizzati da elevata dissipazione di potenza, al limite di quanto
consente la resistenza termica del package. Tali amplificatori peraltro vengono realizzati utilizzando tecnologie assai
più avanzate di quella discusse nel presente capitolo.
91
L’AMPLIFICATORE OPERAZIONALE
capacità di ingresso (capacità di diffusione + capacità associata al depletion layer, la prima dominante).
Nella figura 6.14 riportiamo schematicamente la stessa struttura evidenziando un singolo ramo di
trasferimento nel quale è stata inserita una capacità CF che introduce un cammino di trasmissione del
segnale che “scavalca” (bypass) il transistore introducendo uno zero che cancella approssimativamente
lo sfasamento introdotto dal polo. Tale capacità prende il nome di capacità di feedforward.
+VCC
CF
IN
Q11
Q12
IN
Q2
VBIAS
I OUT
I0
-VCC
Figura 6.14
Rappresentazione schematica di compensazione feedforward dei transistori laterali in uno
stadio del tipo folded cascode E’ rappresentato un ramo solo della traslazione di livello.
La struttura rappresentata rientra nello schema a blocchi riportato nella figura 6.15 e,
trascurando tutti i poli di ordine superiore, la funzione di trasferimento può essere scritta
æ
ö
çç1 + s 1 ÷
÷
çè
÷
wz ÷
Ad
ø
Ao (s ) =
æ
öæ
ö
çç1 + s Ad ÷
çç1 + s 1 ÷
÷
÷
÷
÷
çè
w0 ÷
ø çèç
wp ÷
ø
con
wo
prodotto guadagno-banda dell’amplificatore completo
gm 2
zero prodotto dal feedforward
CF
gm 2
wp =
polo dovuto alla capacità di ingresso di Q2 e alla capacità di feedforward CF
Ci + CF
L’introduzione della compensazione tramite la capacità di feedforward produce una coppia
polo-zero, cioè una configurazione di singolarità che prende il nome di “doppietto”: ovviamente,nel
caso della semplice configurazione qui considerata, non si può avere cancellazione perfetta polo-zero.
La separazione del doppietto è data da
C p2
wz - wp = gm 2
C F (C F + C p 2 )
wz =
92
LO STADIO DI INGRESSO IN TECNOLOGIA BIPOLARE STANDARD
Nel diagramma di Bode il doppietto può comparire in una posizione simile a quella riportata
nella figura 6.16 6.6 e determinare un andamento non del tutto uniforme del guadagno.
Vi
Stadio
di ingresso
Traslatore
di livello
I OUT
+
+
Rete
feedforward
Figura 6.15
Schema a blocchi della semplice compensazione feedforward della figura precedente
log Ad
0
Ad
 p z
0
log 
Figura 6.16
Diagramma di Bode, ad anello aperto, dell’amplificatore con compensazione feedforward
Un doppietto come quello qui considerato ha un effetto sulla risposta del sistema nel dominio
del tempo assai maggiore di quanto non potrebbe suggerire l’andamento sopra riportato del diagramma
di Bode. Infatti esso produce, a seguito dell’applicazione di un segnale a gradino in ingresso una
componente esponenziale veloce, con costante di tempo determinata dal prodotto guadagno-banda, e
una componente assai più lenta, con costante di tempo determinata dal polo p. Tali componenti hanno
ampiezza assai diversa: molto minore la componente lenta la cui ampiezza è determinata dalla
separazione del doppietto, cioè da (z-p). La componente lenta può influenzare il settling time
dell’amplificatore e quindi, nel caso di strutture che debbano essere particolarmente curate per quanto
6.6
Questo può avvenire se, con le tecniche più addietro descritte, è stato possibile aumentare considerevolmente il prodotto
guadagno-banda: come già detto ciò solitamente evidenzia il contributo dei pnp laterali e giustifica la compensazione
locale feedforward.
93
L’AMPLIFICATORE OPERAZIONALE
riguarda tale parametro, è necessario controllare accuratamente il doppietto riducendo il più possibile
l’ampiezza della componente lenta, cioè la separazione del doppietto.
In realtà il settling time deve essere considerato nel caso dell’amplificatore retroazionato e,
ricordando che esso è definito come il tempo totale necessario perché la risposta ad un gradino di prova
di grande ampiezza rientri permanentemente entro una fascia definita da una certa percentuale
dell’ampiezza asintotica (1% oppure 0,1% oppure 0,01% …) e quindi comprende la fase iniziale di non
linearità “hard” di slew rate, è opportuno considerare il caso della retroazione totale, cioè il buffer.
In questa configurazione retroazionata la funzione di trasferimento diviene
æ
ö
çç1 + s ÷
÷
÷
çè
÷
wz ø
Ao (s )
;
öæ
ö
1 + Ao (s ) æ
çç1 + s ÷
çç1 + s ÷
÷
÷
÷
÷
çç
çç
÷
÷
w
w
è
p1 øè
p2 ø
e, tenendo conto del fatto che i poli risultano fortemente separati, si ottiene facilmente
w0wz
wp1 ;
w0 - wz
essendo 0>>z-p
wp 2 ; w0
La separazione del nuovo doppietto risulta approssimativamente legata a quella del doppietto di
partenza dalla relazione
wz - wp
wz - wp1 ; w
0
wz
che si può interpretare: la separazione iniziale risulta divisa per il guadagno d’anello corrispondente
alla frequenza a cui si trova il doppietto, cioè appunto 0/z
La risposta al gradino (normalizzata) è data da
æt ÷
ö
æt ö
çç ÷
÷
1 - K 1 exp çç ÷
K
exp
÷
2
ççt ÷
çèt ÷
÷
è p1 ÷
ø
0ø
wz - wp1
w0 - wz
t p1 ;
componente lenta
K2 ;
= 1
w0wz
wz
w
w0 - wz p1
1
K1 ;
; 1
componente veloce t 0 ;
w0 - wp1 wz
w0
e va combinata con la fase iniziale di slew rate. La componente lenta ha un’ampiezza proporzionale
alla separazione, ad anello chiuso, del doppietto e una costante di tempo che corrisponde circa alla
posizione del doppietto stesso.
Oltre alla componente veloce, che corrisponde sostanzialmente a una risposta in assenza del
doppietto, compare anche una componente lenta che può influire negativamente sul settling time.
L’ampiezza di tale componente deve quindi essere adeguatamente contenuta e, nel caso in esame, ciò
può essere ottenuto agendo sulla separazione del doppietto. Tale separazione è, come si è visto,
dipendente dalla retroazione applicata e può quindi essere ridotta tramite un anello di retroazione locale
applicata all’insieme dei blocchi (figura 6.17) di traslazione di livello e di feedforward.
Un esempio è riportato nella figura 6.18. La retroazione di corrente, a larga banda, con
guadagno sufficientemente elevato dovuto all’amplificazione di corrente di Q3 e Q4, riduce la
separazione di partenza del doppietto in ragione del guadagno d’anello in corrispondenza della
frequenza del doppietto stesso. Inoltre allarga la banda del trasferimento di corrente dello stadio di
traslazione di livello, ne riduce la resistenza di ingresso e ne aumenta quella di uscita. Il resistore R ha
94
LO STADIO DI INGRESSO IN TECNOLOGIA BIPOLARE STANDARD
la funzione di consentire un maggiore controllo della posizione delle singolarità associate al trasferitore
di corrente Q2 in associazione con la capacità di feedforward CF.
Vi
I OUT
Traslatore
di livello
Stadio
di ingresso
CF
Retroazione
Figura 6.17
Inclusione del traslatore di livello con feedforward CF entro un anello di retroazione, onde ottenere
compressione del doppietto polo-zero
+VCC
Q3
R
CF
IN
Q11
Q12
IN
VBIAS
Q2
Q4
OUT
I0
R1
-VCC
Figura 6.18
Schema circuitale per l’inclusione del traslatore di livello con feedforward CF entro un anello di
retroazione, onde ottenere compressione del doppietto polo-zero
L’amplificatore operazionale A772 a suo tempo realizzato in tecnologia bipolare standard
seguendo l’approccio sopra descritto, è caratterizzato da prestazioni nettamente superiori rispetto a
strutture quali, ad esempio, quella del 741. Il prodotto guadagno-banda risulta 12,5 MHz, lo slew-rate
65 V/s, il settling time entro 10-4 650 ns.
Lo schema di tale amplificatore è riportato nella figura 6.19: sono chiaramente riconoscibili le
strutture riportate nella figura 6.17.
95
96
Q34
Q35
R2
IN
R1
Q7
R5
Q3
R3
R8
R7
Q5
Q37
Q36
R4
Q2
Q8
Q1
Q9
R9
Figura 7.19
Schema dell’amplificatore A772
R6
Q6
Q4
Q14
R11
Q16 Q18
R10
IN
R12
Q12
CF
Q19
R13
R
Q10
Q40
Q39
Q38
Q33
CF
Q17
Q15
R15
Q13
R14
R
Q11
R16
Q20
CC
Q21
Q30
Q22
Q32
R17
Q27
R18
Q29
Q31
Q26
R20
R19
Q25
OUT
dalla rete
di polarizzazione
Q24 Q28
Q23
L’AMPLIFICATORE OPERAZIONALE
LO STADIO DI INGRESSO IN TECNOLOGIA BIPOLARE STANDARD
6.6 LA TECNOLOGIA BIFET
Nell’ambito della tecnologia bipolare è possibile, in linea di principio molto semplicemente,
produrre dispositivi a effetto di campo a giunzione JFET: la regione di base di un transistore bipolare
verticale (in tecnologia bipolare standard quindi il transistore npn) può essere utilizzata come canale.
La struttura tipica di un transistore bipolare high voltage in tecnologia standard, rappresentata
schematicamente nella figura 6.20, non è direttamente utilizzabile in tal senso e ciò principalmente a
causa dello spessore della base (qualche ) che corrisponderebbe a una profondità di canale tale da
risultare in una tensione di pinch-off inaccettabilmente elevata (molti Volt, anche più di dieci).
n+
B
E
C
SiO2
n
p
n
substrato p
buried layer n+
Figura 6.20
Rappresentazione schematica della struttura di un transistore npn in tecnologia bipolare
standard (le dimensioni verticali non sono in scala con quelle orizzontali)
E’ quindi necessario ricorrere a ulteriori passi nel processo di produzione al fine di ottenere un
canale sufficientemente sottile, di profondità tale cioè da risultare in una tensione di pinch-off
utilizzabile. I vari procedimenti sono classificabili in due categorie: diffusioni addizionali –
impiantazione ionica.
Tramite una diffusione addizionale n+ viene realizzato il top gate del dispositivo ottenendo una
struttura come quella rappresentata nella figura 6.21. Al termine del processo di diffusione si ottiene un
canale p più sottile della base di partenza. Come già ricordato nel capitolo 2, a proposito dell’offset di
tensione di uno stadio JFET, la tensione di pinch-off dipende essenzialmente dal quadrato dello
spessore z del canale
q
z2
VP 
N A  0
2
4
97
L’AMPLIFICATORE OPERAZIONALE
e quindi valori abbastanza ragionevoli di VP si possono ottenere utilizzando il semplice
processo di cui sopra. 6.7.
top gate
bottom gate
n+
S
G
D
SiO2
n+
p
n
substrato p
buried layer n+
Figura 6.21
Rappresentazione schematica della struttura di un transistore JFET ottenuto per doppia
diffusione (le dimensioni verticali non sono in scala con quelle orizzontali)
Peraltro l’approccio tramite ulteriore diffusione peraltro produce dispositivi con caratteristiche
utilizzabili, ma poco soddisfacenti. La tensione di pinch-off risulta di qualche Volt (2 – 3 Volt), cioè
elevata, e la corrente di gate assai superiore a quella di una giunzione polarizzata inversamente (nel
campo di molte decine di pA). Inoltre ambedue questi parametri risultano fortemente dispersi. Ciò è
dovuto al fatto che i processi di diffusione non consentono un adeguato controllo delle dimensioni
geometriche ortogonali al piano del processo planare e quindi, in particolare, dello spessore del canale.
La tensione di breakdown drain-gate è quella di una giunzione emettitore-base e quindi solamente di
circa 6-7 Volt. Inoltre il bottom gate, corrispondente alla regione di collettore del transistore bipolare,
essendo meno drogata del canale (base), risulta essere assai poco efficiente nel controllare la corrente;
in altre parole, poichè la zona di svuotamento viene a interessare prevalentemente la regione epitassiale
e poco il canale, il contributo alla transconduttanza risulta modesto.
Utilizzando un approccio basato sull’impiantazione ionica si ottengono dispositivi caratterizzati
da prestazioni assai migliori. Il canale viene ottenuto con drogaggio tramite impiantazione ottenendo
quindi una distribuzione delle impurezze maggiormente uniforme e controllata con precisione e
riproducibilità assai superiore rispetto a quelle ottenibili per diffusione: si può ottenere uno spessore del
6.7
Nel processo la sequenza è sostanzialmente la seguente. Dapprima avviene la normale diffusione di base, seguita dalla
pre deposizione del top gate; quindi la pre deposizione e diffusione di emettitore che, in quanto successiva alla pre
deposizione di gate, dà luogo a un ulteriore penetrazione entro la base (doppia diffusione) e quindi a un canale
“strozzato”. Il processo produce una struttura simile a un resistore strozzato di base, e un contatto elettrico con la
regione epitassiale di collettore, cioè tra il top gate e il bottom gate, viene ottenuto, come nel resistore, sormontando,
lateralmente, con la diffusione n+ la regione di base (canale); altrimenti il collegamento è ottenuto, come indicato
schematicamente nella figura, a livello della metallizzazione. La dimensione laterale W del canale è, insieme alla
lunghezza L, una dimensione geometrica che controlla il parametro I DSS del JFET (si veda la nota 2.8 del capitolo 2).
Possono essere utilizzati anche processi alternativi, ad esempio effettuando localmente separatamente la diffusione di
base per i transistori bipolari e quella di canale per i JFET, e quindi la diffusione n+ di gate per i JFET. I risultati che si
ottengono sono sostanzialmente gli stessi con tutti i processi a diffusione.
98
LO STADIO DI INGRESSO IN TECNOLOGIA BIPOLARE STANDARD
canale significativamente minore ne risulta una tensione di pinch-off dell’ordine del Volt e una
dispersione assai ridotta di VP e IDSS. Il drogaggio del canale può essere mantenuto assai basso
(tipicamente attorno a 1016 atomi/cm3) e quindi la tensione di breakdown drain-gate sale nel campo
delle decine di Volt e risulta quindi effettivamente compatibile con un processo bipolare high voltage.
Il processo non migliora significativamente la corrente di gate: a tale scopo sono necessari
ulteriori raffinamenti della tecnologia quale la tecnologia Difet (cui si è fatto cenno nel capitolo 2 a
proposito dell’offset delle correnti di bias negli stadi JFET) che utilizza un procedimento di isolamento
dielettrico dei gate (tecnologia DiFet), impedendo così la formazione di cammini di corrente parassiti
verso le strutture adiacenti: si possono così ottenere correnti di gate di alcune decine di fA. La
transconduttanza migliora un poco, ma non molto in quanto il canale rimane significativamente più
drogato del bottom gate epitassiale (circa 1015 atomi/cm3).
Nella figura 6.22 è riportata una struttura JFET a impiantazione ionica. Il top gate è molto
sottile, assai più di un emettitore, il che rende poco importanti l’uniformità e la riproducibilità del suo
spessore.
top gate
S
G
D
bottom gate
canale p
gate n
p
SiO2
p
n
n+
substrato p
Figura 6.22
Rappresentazione schematica della struttura di un transistore JFET ottenuto per impiantazione
ionica (le dimensioni verticali non sono in scala con quelle orizzontali)
Attualmente le tecnologie BiFet utilizzano quasi esclusivamente l’impiantazione ionica per
produrre JFET compatibili con la tecnologia bipolare di base. Considerati i vantaggi che da molti punti
di vista (resistenza di ingresso, corrente di bias, superiore prodotto guadagno-banda, slew rate...) tali
tecnologie possono offrire, esse si sono notevolmente evolute rendendo a volte disponibili transistori
bipolari pnp verticali, e quindi anche JFET a canale n, isolamento dielettrico (in particolare degli
elementi di ingresso, la tecnologia DiFet già menzionata), resistori a strato sottile. E’ così possibile
progettare strutture analogiche, in particolare amplificatori, con caratteristiche superiori a quelle
ottenibili utilizzando la tecnologia bipolare standard. Fanno in genere eccezione alcuni parametri,
segnatamente l’offset di tensione e il rumore serie; peraltro l’offset può essere corretto, se la tecnologia
fornisce resistori a strato, mediante laser trimming e il rumore serie di origine termica può essere
contenuto utilizzando in ingresso JFET ad elevata transconduttanza messi a disposizione da alcune
tecnologie.
99
L’AMPLIFICATORE OPERAZIONALE
6.7 STADI DI INGRESSO IN TECNOLOGIA BIFET
La tecnologia BiFet utilizza ovviamente JFET come elementi di ingresso il che comporta, a
confronto con la tecnologia bipolare standard:

resistenza di ingresso di G a confronto con M

correnti di bias da decine di fA (tecnologia DiFet) a decine di pA, a confronto con
decine o centinaia di nA

prodotto guadagno-banda da diversi MHz a qualche decina di MHz, a confronto con
poco più di un MHz

slew rate da decine a centinaia di V/s, a confronto con non più di V/s
I valori riportati sono valori tipici, che in casi particolari, possono risultare anche assai diversi.
L’eliminazione del problema del level shift favorevole comporta maggior flessibilità nel
progetto di adeguate architetture circuitali, sia per lo stadio di ingresso, sia per quelli successivi. Si dice
a volte, alquanto impropriamente, che i transistori laterali pnp della tecnologia standard sono sostituiti
dai JFET a canale p e quindi possono essere evitati con vantaggio della complessiva risposta in
frequenza; in realtà tale sostituzione raramente avviene in quanto solitamente le architetture circuitali
che negli stadi successivi discendono dall’uso di JFET (a canale p) nello stadio di ingresso non
richiedono l’introduzione di dispositivi p (pnp o a canale p); si veda a tale proposito la seguente figura
6.24. Nel caso poi di tecnologie più evolute, la disponibilità di transistori bipolari pnp verticali
(tecnologie “true complementary”) risolve comunque, qualora si dovessero presentare, problemi di
questo tipo. Di fatto, anche con le tecnologie BiFet più modeste, si ottiene, per i motivi appena esposti,
un certo miglioramento della risposta in frequenza con prodotti guadagno-banda di alcuni MHz
Le tecnologie che comportano isolamento dielettrico e resistori a film sottile abbattono
considerevolmente le numerose capacità parassite distribuite, che caratterizzano l’isolamento a
giunzione e consentono quindi ulteriori, sensibili vantaggi per quanto riguarda la risposta in frequenza.
I JFET di ingresso possono essere polarizzati a correnti notevolmente più elevate di quelle
imposte al corrispondente stadio bipolare dai vincoli derivanti dalla resistenza di ingresso e dalla
compensazione in frequenza. Infatti la transconduttanza, salvo eccezioni, risulta nettamente inferiore a
parità di corrente di lavoro e confrontabile a correnti un ordine di grandezza più elevate, e quindi la
compensazione in frequenza alla Miller risulta possibile senza particolari problemi pur polarizzando i
transistori di ingresso con correnti dell’ordine delle centinaia di A. Tali correnti, molto più elevate di
quelle tipiche degli stadi di ingresso BJT, sono normalmente impiegate (anche se, nel caso di carico
attivo, il guadagno differenziale dello stadio decresce al crescere della corrente di lavoro) per ottenere
un’accettabile risposta in frequenza 6.8
In relazione a quanto già detto con riferimento al rumore serie riferito all’ingresso, derivante, in
regione bianca, dal rumore termico del canale, esso dipende direttamente dalla transconduttanza del
dispositivo e quindi, ancora una volta, dalla radice della corrente di lavoro. Infatti il contributo termico
è dato da
 En2 term  4kT  g1
m
e quindi, anche da questo punto di vista, conviene lavorare a correnti non troppo basse; ciò peraltro
comporta aumento del rumore 1/f. Come già detto, nell’ambito di alcune tecnologie è possibile
realizzare JFET a transconduttanza molto elevata che quindi possono presentare rumore
6.8
Poiché la transconduttanza del FET dipende dalla radice della corrente di lavoro e le capacità in gioco sono, in prima
approssimazione, indipendenti da tale corrente (capacità puramente geometriche, la f T del transistore cresce secondo la
radice della corrente di polarizzazione. In realtà il modello utilizzato non risulta soddisfacente a correnti molto basse
(tipicamente nel campo dei A o decine di A) e per tali correnti la fT risulta anche nettamente inferiore a quella
predetta dalla relazione di cui sopra (il JFET è un dispositivo “laterale”).
100
LO STADIO DI INGRESSO IN TECNOLOGIA BIPOLARE STANDARD
particolarmente basso 6.9. Peraltro transistori di questo tipo vengono realizzati con una struttura
interdigitata gate-canale onde massimizzare, a parità di area planare occupata, la superficie di controllo
del canale: ciò comporta aumento, anche notevole, della capacità gate-canale e quindi deterioramento
della risposta in frequenza.
Nel caso dell’impiantazione ionica l’offset di tensione risulta tipicamente dell’ordine del mV e,
come già ricordato, può essere sostanzialmente ridotto tramite laser trimming, ottenendo anche da
questo punto di vista prestazioni decisamente soddisfacenti.
Consideriamo ora un possibile stadio di ingresso realizzato in una tecnologia BiFet poco
evoluta, che quindi mette a disposizione JFET a canale p con tensione di pinch-off di circa 1,5 V, ma
mantiene le caratteristiche fondamentali della tecnologia bipolare standard: pnp laterali, isolamento a
diffusione, resistori ottenuti per diffusione.
Lo stadio può utilizzare uno dei carichi riportati nella figura 6.23. Non è rappresentato un altro
possibile carico costituito da una coppia di transistori bipolari come Q2 e Q3 usati separatamente, non a
specchio.
+VCC
+VCC
+VCC
Q1
Q1
Q1
2I
2I
I
IN
I
IN
F2
F1
2I
IN
I
F2
F1
OUT
RD
RD
-VCC
IN
IN
F2
F1
IN
OUT
Q2
Q3
-VCC
OUT
F4
F3
-VCC
Figura 6.23
Carichi possibili per uno stadio di ingresso in tecnologia BiFet
6.9
Ricordiamo che la transconduttanza dipende dalla corrente di lavoro linearmente per il transistore bipolare e secondo la
radice per il transistore a effetto di campo. Quindi a correnti sufficientemente basse gmF>gmQ e il transistore JFET
risulterebbe superiore (a parte il fattore correttivo ) al BJT (a parte il fattore correttivo ½) dal punto di vista del rumore
termico serie. D’altro canto ciò si verifica solo per correnti estremamente basse; il valore di tale corrente si può
esprimere (trascurando l’effetto Early) come:
æV
I * = 4 ççç T
çèV P
ö2
÷
÷ I DSS
÷
÷
ø
e risulta quindi dell’ordine di qualche millesimo di IDSS. Anche considerando correnti di lavoro diverse per i due
dispositivi, ad esempio IF (FET)=10∙IQ (bipolare), la condizione di cui sopra sarebbe verificata solo per correnti I Q
dell’ordine di qualche centesimo di IDSS.
101
L’AMPLIFICATORE OPERAZIONALE
Il carico resistivo ha, come noto, il pregio di contribuire poco al rumore e all’offset di tensione,
ma consente di ottenere solamente un modesto guadagno differenziale considerato anche il fatto che i
dispositivi di ingresso, cioè i JFET, sono caratterizzati da transconduttanza spesso significativamente
inferiore a quelle del BJT. Inoltre tale soluzione, come già visto nel caso del corrispondente stadio
bipolare, pone problemi connessi con il dimensionamento dei resistori in termini di corretto
compromesso tra il guadagno e la dinamica del modo comune in ingresso.
La seconda soluzione consente un guadagno notevolmente maggiore, anche se inferiore a quello
ottenibile con il corrispondente stadio bipolare, e cioè tipicamente dell’ordine del migliaio. Dal punto
di vista del rumore peraltro, a meno di non utilizzare JFET con transconduttanza molto elevata, il
contributo del carico può divenire dominante in quanto il rumore serie riceve un contributo che, riferito
a quello degli elementi di ingresso, risulta determinato dal rapporto tra la transconduttanza dei BJT di
carico e quella dei JFET di ingresso, rapporto che può essere anche superiore a 10.
La terza soluzione utilizza ancora un carico attivo, ma costituito da JFET e risulta quindi assai
meno gravosa della precedente dal punto di vista del rumore. La configurazione utilizzata per i
transistori di carico consente di evitare addizionali reti di polarizzazione e di ottenere una resistenza
equivalente elevata (resistenza di Early), anche se inferiore a quella di un transistore bipolare. La
connession gate-source impone a F3 e F4 un punto di lavoro sulla caratteristica di drain IDSS, ma su tale
caratteristica bisogna posizionarsi in zona di saturazione, onde ottenere l’elevata resistenza di cui sopra.
Il corretto posizionamento nella regione di saturazione è determinato dall’esigenza di massimizzare la
dinamica del modo comune in ingresso: il punto di lavoro in tensione va collocato poco oltre la regione
ohmica: è dunque piuttosto critica tale polarizzazione. E’ evidente d’altra parte che il punto di lavoro
risulta assai mal definito in quanto determinato dalle tensioni di Early dei dispositivi di ingresso e di
carico e quindi caratterizzato da una tensione di lavoro molto sensibile a variazioni, anche assai
piccole, della corrente.
Un problema è costituito anche dal fatto che ovviamente la corrente nel generatore di coda Q1 è
pari alla somma delle IDSS dei transistori di carico: tali correnti sono affette da notevole dispersione e
quindi ne risultano precisione e riproducibilità insoddisfacenti che si traducono in un elevato contributo
all’offset di tensione e una modesta reiezione del modo comune.
In definitiva lo stadio considerato necessita dell’introduzione di un opportuno anello di
retroazione che.
- agisca solamente sul modo comune riducendo il relativo guadagno e quindi migliorando la
CMR nonché stabilizzando la tensione di lavoro in corrispondenza dell’uscita dello stadio
- fissi, attraverso un riferimento interno, la suddetta tensione di lavoro al livello desiderato,
cioè poco al di sopra del “ginocchio” tra regione ohmica e regione di saturazione
Nella figura 6.24 sono rappresentati il primo e il secondo stadio dell’amplificatore LF155, realizzato
agli albori della tecnologia BiFet.
Il secondo stadio è ovviamente uno stadio differenziale con uscita single ended. Si tratta, al
solito, di una struttura Darlington, per ottenere un carico adeguato del primo stadio, che utilizza
transistori bipolari npn. Lo stadio differenziale è, per definizione, un ottimo lettore del modo
differenziale in ingresso mentre rigetta efficacemente il modo comune. Ciò peraltro è vero se il segnale
di risposta al segnale di ingresso viene prelevato da quella che si utilizza normalmente come uscita, nel
caso che stiamo considerando, ovviamente, dal collettore di Q4. Ma lo stadio in questione è in realtà
anche un ottimo lettore della componente di modo comune del segnale di ingresso: basta utilizzare
come uscita il nodo di coda, nel nostro caso il collettore di Q7. Quindi da tale nodo può essere prelevato
il segnale di modo comune proveniente dall’uscita del primo stadio che può essere utilizzato per
generare la retroazione di cui sopra si è detto.
Nella figura 6.24 è facilmente riconoscibile l’anello in questione: il segnale di modo comune
prelevato in corrispondenza della coda del secondo stadio pilota il generatore di corrente Q6 che,
chiudendo l’anello, controlla la corrente di coda del primo stadio. In ragione del guadagno di anello
102
LO STADIO DI INGRESSO IN TECNOLOGIA BIPOLARE STANDARD
ottenuto, in continua vengono tenute allo stesso livello e stabilizzate le polarizzazioni in tensione dei
nodi di uscita del primo stadio; in continua e sul segnale viene ridotta la risposta al modo comune.
Il riferimento di tensione che determina la polarizzazione di uscita del primo stadio è costituito
dalla caduta complessiva ai capi delle tre giunzioni di Q2 (Q3), Q4 (Q5), Q6; le cadute sui resistori R1
(R2) e R5 sono molto piccole e possono in prima approssimazione essere trascurate:
VBE2+ VBE4 +VBE6
cioè circa 2V
+VCC
Q1
Q10
Q9
F5
allo stadio
di uscita
IN+
F1
Cc
IN-
F2
Q3
Q2
F6
Q4
Q5
R1
R2
Q6
F3
Q7
F4
R5
R3
Q8
R4
-VCC
Figura 6.24
Stadio di ingresso e secondo stadio dell’amplificatore BiFet LF155
Si può notare infine che non compaiono transistori pnp in posizioni critiche e che i JFET sono
utilizzati solamente nello stadio di ingresso, nel carico del secondo stadio e per generare la corrente di
riferimento da cui derivare le correnti di polarizzazione dei vari stadi.
Il riferimento di corrente utilizza, molto semplicemente, la configurazione IDSS di un JFET
ottenendo così una dipendenza assai ridotta dalla tensione di alimentazione: la dipendenza residua è
dovuta alla resistenza di Early del dispositivo.
Il carico del secondo stadio utilizza una struttura cascode JFET-BJT. Ciò per ottenere una
resistenza significativamente più elevata di quella prodotta da un semplice carico BJT pnp; viene
utilizzato un JFET in quanto nel caso di un dispositivo a effetto di campo la degenerazione di source è
più efficace di quella di emettitore di un BJT.
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