theremin_144_tradotto

IL THEREMIN 144
(traduzione da http://home.att.net/~theremin1/144/144.htm)
Premessa
Questa è una revisione del precedente schema “Theremin Number 142 kit” della Southwest Technical Products Corporation's del 1974
(SWTP).
Transistors
I transistor 2N5087 PNP e 2N5210 NPN specificati nella lista componenti della SWTP sono introvabili e il TIS58 N-channel è obsoleto
quindi come sostituti approppriati facilmente reperibili ho scelto rispettivamente 2N3906, 2N3904 e 2N5484. Bisogna fare attenzione
con i JFET perché c’è un parametro critico per questo circuito e si tratta del “gate-source cutoff voltage”, specificata tra –0,5V e –5V
nel TIS58 e tra –1V e –9V nelTIS59, quest’ultimo che presenta un massimo di –9V non può funzionare in questo circuito.
Induttori
I theremin SWTP venivano forniti con uno dei due tipi di induttori con nucleo in ferrite.I primi kit avevano
il tipo “loopstick” montato su piccole staffe ad “L” e le versioni successiveavevano quelli miniaturizzati in
contenitori di alluminio con regolazione dall’alto come gli Avalon in figura1.
Nel 144, gli induttori variabili sono stati sostituiti da induttori fissi, J.W Miller tipo 4652 a nucleo fenolico
da 1mHenry. La regolazione coarse di frequenza viene fatta con i condensatori C2 e C22, e la regolazione
fine con i potenziometri RV1 e RV2. La combinazione degli induttori fissi e condensatori varibili offrono
stabilità termica di oscillazione e eliminano gli induttori variabili costosi difficili da trovare.
Gli induttori spesso specificati solo dal loro valore di induttanza, hanno anche altri importanti parametri
come la frequenza di auto risonanza, fattore di merito e i coefficienti di temperatura.
La tendenza alla sostituzione con induttori arbitrari spesso impedisce che le realizzazioni del disegno
originale funzionino correttamente, per questo sarebbe ideale trovare degli induttori che rispecchino le
caratteristiche di progetto.
Condensatori
I condensatori da 10nFarad di polistirolo per la determinazione della frequenza degli oscillatori del SWTP
nel 144 sono stati cambiati con dei condensatori in mica da 1nFarad. I condensatori in mica offrono
stabilità termica quanto quelli in polistirolo.
Figura 1
Alimentazione
Nel progetto è stato aggiunto un circuito integrato di regolazione di tensione a basso dropout (U1) per ridurre il fattore di drift dovuto alla
durata della batteria. La tensione di alimentazione viene stabilizzata dal circuito a 7,5V. La sezione del volume è quella che più
beneficia di questa aggiunta. La corrente continua che consuma il 144 è minore di 10mAmperes e usa una sola batteria da 9V alkaline.
Frequenze
Le frequenze nominali di oscillazione sono mostrate in tabella1. Gli effetti del secondo ordine (non linearità, reattanze estranee, carichi)
sono ignorate. La variazione di frequenza risultante dalla variazione del potenziometro è anch’essa esclusa dalla formula. I valori
indicati sono solo di riferimento, escludono anche la tolleranza dei componenti.
I theremin eterodina più famosi utilizzano frequenze sotto la banda
AM per evitare interferenze dai trasmettitori. I valori pratici sono
Tabella1
costretti dai limiti del cambiamento di capacità indotto dalla mano
(soltanto alcuni picofarad) e dalla disponibilità dei componenti realistico-stimati. Le frequenze selezionate per il 144 sono date come
raccomandazioni pratiche, ma possono dovere essere alterate per impedire l'interferenza di fonti specifiche di radiofrequenza.
La selezione adatta del condensatore fisso e la critica registrazione dei condensatori variabili è di importanza fondamentale per ottenere
le frequenze adatte. Una descrizione dettagliata della procedura di registrazione è contenuta nella sezione di procedura di calibratura e
della prova.
Mapping e sensibilità
Il theremin ha due parametri; volume e pitch(passo). I termini “mapping” e “sensibilità” sono la risposta dei due parametri rispetto alla
posizione della mano. Il mapping considera la corrispondenza del senso del parametro di cambiamento per un dato senso di movimento
della mano, per esempio, se il volume aumenta o diminuisce mentre la mano si muove più vicino alla relativa antenna. La sensibilità
specifica il cambiamento nel valore del parametro per uno dato cambiamentonella distanza della mano, per esempio, il numero di ottave
che il passo cambia per un piede(unità di misura) di movimento della mano.
Sia gli SWTP 142 che i 144 nominalmente sono intesi per produrre un aumento nel volume mentre la mano si avvicina all'antenna del
volume e un aumento nel passo mentre la mano si avvicina all'antenna del passo. Il riaggiustamento delle frequenze dell'oscillatore,
tuttavia, può essere usato per invertire un o entrambo rapporto. In opposizione, molti theremins, specialmente i più vechhi, rispondono
con un aumento nel volume mentre la mano si muove via dall'antenna del volume, mentre un aumento del passo per prossimità più
vicina è quasi sempre la regola.
La breadboard per le 144 da una sensibilità del passo di circa quattro ottave per una portata di due piedi e una sensibilità del volume di
zero ad intensità completa per una portata di diciotto pollici. Queste sensibilità sono state osservate con il funzionamento a batteria e
nessun collegamento a massa dallo strumento.
Anche se il funzionamento senza collegamento a terra è estremamente utile per gli strumenti portatili e con il funzionamento con la
cuffia, risulterà una piccola diminuzione della sensibilità. Inoltre, senza un collegamento al suolo, si presenteranno una certa interazione
fra il volume ed il controllo di passo; il passo aumenterà un po' come la mano del volume è portata vicino alla relativa antenna. Nessuno
di queste circostanze, tuttavia, propongono un ostacolo importante all'utilità dei theremin come strumento portatile di pratica. La messa
a terra dello strumento a massa fornirà la separazione completa del volume e lancerà le funzioni. Naturalmente, collegare il theremin
all'apparecchiatura esterna, quale un amplificatore alimentato dalla rete, fornirà un collegamento al suolo.
1
Sensibilità alla temperatura
In nessuna versione l’oscillatore è provvisto di compensazione di temperatura della Vbe. La stabilità e la sensibilità di derivazione del
passo, quindi, in gran parte dipendono dalle proprietà d'inseguimento degli oscillatori, variabile e di riferimento del passo. Inoltre,
l'insensibilità del passo alle variazioni di tensione del gruppo di alimentazione dipende da questa compensazione di prim'ordine. Questo
schema funziona alla lunga ragionevolmente bene se le pendenze termiche sono evitate, cioè, Q9 e Q10 sono mantenuti alle
temperature costanti ed uguali.
Il circuito del volume inoltre esibisce la sensibilità di temperatura relativa alle variazioni di Vbe indotte dalla temperatura di Q1. (in più, il
circuito del volume non ha compensazione, poiché utilizza un singolo oscillatore.) Per le variazioni tipiche di temperatura, i cambiamenti
nella frequenza dell'oscillatore del volume non causano le immagini riportate o le variazioni di volume problematiche per la sensibilità.
Anche se un miglioramento immediato nella stabilità di temperatura può essere realizzato con gli oscillatori compensati, che non ho
scelto per lasciare gli oscillatori nella loro forma originale per mantenere l'economicità del disegno.
Descrizione del circuito parte 1: oscillatore volume e processore volume
Il rivelatore a pendenza L-C dello SWTP è sufficientemente accoppiato all'oscillatore del volume in modo che regolazioni nella sua
induttanza o di capacità provochino la traslazione in frequenza dell’oscillatore intorno alla risonanza del circuito L-C. Quello è il punto in
cui l'impedenza dell’ L-C aumenta velocemente, causando un cambiamento brusco nel carico dell'oscillatore e così la relativa
frequenza. Di conseguenza, il rivelatore a pendenza è difficile da regolare. Nel disegno 144, è stato inserito fra l'oscillatore ed il
rivelatore L2-C7 del pendio il resistore R5 di 10kOhm per impedire questo accoppiamento indesiderato. Si noti che l'accoppiamento
capacitivo fra gli induttori L1 e L2 può anche degradare le prestazioni, infatti dovrebbero essere separati almeno di due pollici.
Nella Electronic Popular rendition, la regolazione della risposta del volume è ancor più alterata perché il rivelatore a pendenza è
alimentato dal collettore del transistore dell'oscillatore, un alto punto di impedenza sensibile al caricamento. In questo caso, il rivelatore
a pendenza L-C si impone nel circuito sonoro degli oscillatori, agendo come componente della rete di determinazione della frequenza
dell'oscillatore, in contrasto con l’azione del rivelatore di frequenza. Qui, un inseguitore di tensione a FET o una resistenza di valore alto
(100kOhm) sarebbe necessaria per fornire l'isolamento sufficiente. Poiché l'alta ampiezza della forma d'onda del collettore non è
richiesta per il rivelatore, la tecnica del SWTP di accoppiamento all'emettitore, insieme al resistore aggiunto R5, combinano per fornire
una soluzione migliore.
Nel nuovo schema, l'altro metodo di regolazione di frequenza dell'oscillatore del volume è facilitato variando la corrente di riposo del
transistore Q1 con il potenziometro RV1 attraverso R1. Questa regolazione, originalmente effettuata da un potenziometro collegato al
reostato dell’emettitore del transistor nel circuito dell’oscillatore, è stata spostata sulla base di Q1's per approfittare del
disaccoppiamento del condensatore C1. Da questo cambiamento si deriva un miglioramento nella linearità di regolazione. Dovrebbe
essere notato che i potenziometri facilitano soltanto un piccolo cambiamento nella risposta dello strumento e che non può compensare i
condensatori variabili sregolati (C2 e C22) o i condensatori fissi selezionati in modo errato (C3, C7, C23 e C29).
Nel disegno originale, l'antenna del volume è collegata all'oscillatore del volume, con la capacità della mano che causa la traslazione di
frequenza che poi vengono processate dal rivelatore a pendenza L-C. Come tali, determinate frequenze emesse dall'eterodina
dell'antenna del volume con gli oscillatori del passo, causano prodotti udibili indesiderabili. Collegando l'antenna del volume al tank del
rivelatore a pendenza, invece, l'energia irradiata è costretta alla frequenza dell'oscillatore del volume, e rimane relativamente fissa. (ci
sarà un certo cambiamento di frequenza dovuto all'accoppiamento con la capacità della mano.) Lo schema modificato funziona
cambiando la risonanza di L2-C7, in contrasto con la frequenza ed i prodotti indesiderabili dell'eterodina vengono così eliminati. Un
beneficio aggiunto con questo cambiamento è che la forma d'onda al tank del rivelatore a pendenza L2-C7 è relativamente esente dalle
armoniche che sono inoltre una fonte potenziale di interferenza.
Il circuito del SWTP accoppia l'uscita del del pendio del tank direttamente alla DC del diodo di ricircolo e il transistore collegato. Le
variazioni di parametro fra i diodi ed i transistori differenti producono il caricamento imprevedibile del tank e come minimo vari il suo
fattore di merito. Nel 144, viene inserito l’inseguitore di tensione Q2 per fornire l'isolamento di impedenza fra il tank ed il circuito
rivelatore, eliminando questa variabile.
Per esporre sul suddetto concetto e per offrire una spiegazione concisa del circuito del volume, viene proposta la descrizione
supplementare seguente:
L'oscillatore del volume (Q1 e componenti collegati) fornisce un sinusoide invariante al circuito sintonizzato che consiste in L2 e C7.
Quando la frequenza di risonanza di L2-C7 è uguale alla frequenza dell'oscillatore, l'ampiezza della forma d'onda attraverso L2-C7 è più
grande. C5 e C6 bloccano la componente continua, poichè non è desiderabile avere una corrente continua che attraversa L2 e C7.
L'antenna del volume introduce una seconda capacità nel circuito L2-C7 che è "la capacità della mano". Mentre la mano è spostata
verso e allontanata dall'antenna del volume, la capacità cambiante induce la frequenza di risonanza di L2-C7 a variare, che inoltre varia
l'ampiezza della forma d'onda attraverso L2-C7. Poiché la corrente presente in L2-C7 è molto piccola, un amplificatore di corrente che
consiste di Q2 e dei componenti collegati è utilizzato per prevenire l'alterazione della capacità del blocco successivo L2-C7 e quindi di
risuonare correttamente. La forma d'onda presente al terminale di source di Q2 (parte superiore di R8) è essenzialmente la stessa della
forma d'onda alla parte superiore di L2-C7, ma può essere caricata dal blocco successivo senza essere distorta.
L'uscita della del blocco di Q2 è accoppiata al diodo CR1 con C9. Quando la tensione dalla parte destra di C9 diventa negativa rispetto
a massa, CR1 conduce e il livello più basso della forma d'onda viene ristabilito a circa -0.6v. Ci riferiamo a questo processo come
"ripristino DC." Il picco positivo di questa forma d'onda cambia nell'ampiezza secondo la quantità di capacità della mano.
La forma d'onda unipolare positiva va alla base del transistore Q3 dell'amplificatore, che ha il condensatore C8 sul collettore per avere
una media degli impulsi che cambiano poco dalla DC. Q3 serve a moltiplicare la quantità di cambiamento sulla sua base, il
raddrizzamento, impedire a C8 di scaricarsi istantaneamente quando il pendio della forma d'onda si muove verso zero. Di conseguenza,
il segnale presente al collettore di Q3 (indicato con "A" nello schema) è un livello di DC che cambia secondo la capacità della mano.
Il livello di DC al punto "A" controlla la resistenza del canale di Q5. Il segnale audio dalla sezione del passo del theremin è presente al
terminale di source di Q5 (parte di sinistra nello schema). Il segnale audio compare al terminale di drain di Q5's (parte di destra) ad
un'ampiezza determinata dal livello di DC al gate di Q5. Questo segnale audio successivamente è amplificato dal circuito Q6, Q7 e Q8.
In pratica, la frequenza dell'oscillatore Q1 deve essere regolata in modo che l'ampiezza della forma d'onda alla parte superiore di L2-C7
cambi in conformità con una funzione che induce il volume a cambiare correttamente con la posizione della mano. Il condensatore
variabile C2 assicura quella regolazione, mentre il potenziometro RV1 è utilizzato per la regolazione di “fine sintonia”, come è richiesto
per gli incidentali cambiamenti nella capacità causata dalla posizione del corpo del suonatore, dagli oggetti vicino all'antenna e dai
fattori di temperatura che interessano la frequenza dell'oscillatore e ad un grado inferiore, altre parti del circuito.
2
Descrizione del circuito parte 2: miscelatore, attenuatore controllato in tensione e amplificatore
La topologia del miscelatore è identica in entrambe le versioni, salvo che il guadagno di DC è ridotto a 1 nel circuito 144 al contrario di
10 nell'originale ed il guadagno in alternata è ridotto a 10 dal valore del hfe del transistore del miscelatore. Inoltre, il condensatore di
filtrazione passa-basso, C10, è aumentato a 100nF dal valore di 1nF del SWTP. Il valore di C10 può essere alterato per modificare il
timbro dello strumento, con i valori utili che variano da 10nF a 1uF. L’aumento di C10 riduce l'ampiezza delle più alte armoniche.
È stato osservato che un attenuatore controllato in tensione costituito da un FET, anche se economico, non può sostituire le tecniche
più elaborate costituite da un circuito integrato. Per elevare prestazioni mantenendo l'economia, il FET del nuovo disegno è organizzato
in una configurazione serie, in contrasto con la configurazione originale dello shunt. Come tali, Q5 effettua un'eccedenza di funzione di
clipping sul gran parte della gamma di attenuazione. Ciò produce la variazione significativa di tono rispetto alle variazioni di volume,
inoltre migliora le linearità e la gamma dinamica della risposta del volume. (il timbro proporzionale alla quantità è considerato
conveniente in termini di espressione, dando allo strumento un carattere e una versatilità distintivi.) La tensione di controllo di volume si
applica al gate di Q5 attraverso un filtro passa-basso formato da R16 e da C12. Questo filtro attenua i prodotti ad alta frequenza
dell'eterodina prodotti dal miscelatore, impedendogli di venire amplificati negli stadi audio.
Il disegno di SWTP utilizza un secondo FET come inseguitore di tensione per lo stadio dell’attenuatore. Questo stadio è stato eliminato
nel nuovo disegno, poiché il drain di Q5 richiede un caricamento limitato. Il circuito di uscita del nuovo disegno consiste nello stadio Q6
di guadagno e di uno stadio d'uscita che consiste di Q7 e di Q8. Q7 e Q8 sono polarizzati per il funzionamento in classe AB e
forniscono il guadagno di corrente sufficiente per guidare le cuffie tipiche. Questa configurazione è stata selezionata al posto della
classe A per conservare la durata della batteria. Il condensatore C16, come C10, riduce l'ampiezza delle più alte armoniche e può
essere variato o eliminato, a piacimento.
Le armoniche utili possono essere ottenute abbassando il valore di R25 e di R26 al punto in cui accade la distorsione di cross-over,
producendo una qualità di tono ricca. (fare così, tuttavia, rende la distribuzione delle armoniche dipendente dal carico.) Nel variare
questi resistori, è consigliabile usare un gruppo di alimentazione a corrente limitata per proteggere lo stadio dell'uscita in caso di correnti
eccessive. La qualità di tono indotta dalla distorsione di cross-over può essere resa a carico indipendente sostituendo le cuffie con un
resistore di valore fisso ed allora attenuando l'uscita con uno stadio successivo.
Descrizione del circuito parte 3: oscillatore di riferimento del passo e oscillatore variabile del passo
La topologia dell'oscillatore del passo 144 rimane essenzialmente simile al disegno del SWTP, salvo che le disposizioni di sintonia sono
previste soltanto nella sezione di riferimento ed il potenziometro RV2 viene collegato alla base al posto che sul’emettitore. I resistori
R35 e R36 sono stati aggiunti per fornire l'isolamento supplementare fra le due uscite degli oscillatori. Il disegno del SWTP utilizza i
resistori da 1Kohm in ciascuno dei condotti di alimentazione degli oscillatori. Sono stati trovati superflui in termini di isolamento e così
sono stati omessi nella revisione. Le due sezioni dell'oscillatore del passo dovrebbero essere montate alle estremità avversarie del
bordo del circuito per minimizzare il loro accoppiamento capacitivo, per impedire che si influenzino l'un l'altro mentre si avvicinano le
frequenze uguali. Nella breadboard, le sezioni distano circa sei pollici, con in mezzo la sezione del miscelatore Q4.
Assemblaggio del circuito
Le figura2 mostra come va montato il circuito del 144. Il metodo della costruzione utilizza la scheda millefori(Vector 169P84WE, tagliato
ad un formato di 5.6 "x 6.8") e terminali push-in (Vector T68). I terminali T68 hanno una forcella per accomodare i cavi componenti sulla
parte superiore della scheda e alberini 3-level Wire-Wrap® (filo spellante) per accomodare i collegamenti del Wire-Wrap® sulla parte
inferiore della scheda. (NOTA: Nelle illustrazioni, una rappresentazione semplificata descrive sia il componente che le posizioni del filo
sullo stesso piano.)
Usare Wire-Wrap® di calibro 26 isolato con Kynar®. Se non si possiede il Wire-Wrap®, può essere usato un filo conduttore solido di
calibro 26 isolato con Teflon® saldato punto a punto. L'isolamento di Teflon® è altamente desiderabile, poiché non si fonderà con le
temperature di saldatura normali. Per assicurare l'impedenza bassa del bus di massa va usata una treccia piana messa dalla parte dei
componenti della scheda. La treccia inoltre è usata per collegare il cavo di sinistra del condensatore C21 al relativo circuito collegato. I
bus sono fatti del materiale della treccia usato normalmente per dissaldatura.
Figura 2
3
Assemblaggio dell’unità
Ia breadboard 144 è stata intesa soprattutto per la valutazione tecnica e quindi è stato costruito in modo semplice il più possibile. Può
essere aggiunta una recinzione e in quel caso bisogna avere particolare cura per minimizzare la capacità fra le antenne, i loro fili e la
recinzione stessa. Si noti che lo strumento è configurato per controllo di passo destro. I componenti possono essere riorganizzati per
controllo di passo sinistro, se voluto.
Come in figura3 la scheda è montata su base di legno di spessore 3/8" e dimensioni 17" x 11". La scheda del circuito è sostenuta su
otto distanziatori filettati di metallo 5/8" 4-40. Una piastra di metallo di spessore 1/16" è montata fra la scheda e la piattaforma per fare
da piano di massa. Un dispositivo filettato femmina 5/8" 27 può essere fissato al lato della base in modo da potere montare lo strumento
su un basamento di un microfono. Il tipo AD-11B della Atlas è adatto a questo fine (Contact Atlas Sound, 1859 Intertech Drive, Fenton,
Missouri 63026 USA, 1-800-876-7337)
Il jack dell'uscita, i potenziometri e l'interruttore di alimentazione sono montati su una staffa di alluminio ad angolo retto di spessore
1/16" sulla parte anteriore della base e la batteria è fissata alla base con un clip metallico a molla.
Le antenne del passo e del volume sono fatte da alluminio di spessore 1/16" e sono montate in modo che si estendano dai bordi destri
e sinistri della base, rispettivamente, usando 2 set da quattro distanziatori di nylon lunghi e isolanti di 3/8", delle viti di nylon 6-32 e dei
dadi di nylon (o metallo). I distanziatori sono usati per separare le antenne dalla base, così riducendo la capacità esterna. Le antenne
sono collegate ai loro terminali rispettivi della scheda del circuito con filo solido di calibro 16. Il collegamento del filo ad ogni antenna è
fatto con un'aletta di saldatura di numero 6, fissata sotto uno dei dadi di sostegno dell’antenna.
per collegare il circuito, i controlli e il jack viene usato filo incagliato calibro 22 isolato con Teflon®. Per evitare le capacità esterne
indesiderabili, dirigere questi fili in modo diretto, mantenendoli distanti dalle antenne, dai fili dell'antenna e la zona sotto il bordo del
circuito.
Figura 3
4
Schemi
5
Layout circuito
6
Layout circuito con valori dei componenti
7
Lista componenti
Links ai distributori: http://www.mouser.com/ http://www.alliedelec.com/ http://www.digikey.com/ http://www.newark.com/
http://www.harrisoninstruments.com/parts.html
ITEM
DESCRIPTION
C1,C8,
C9,C10,
C12,C13, CERAMIC
C20,C21, CAPACITOR
C25,C26,
C27,C28
VALUE
MANUFACTURER
MANUFACTURER PART
NUMBER
SUPPLIER
SUPPLIER
STOCK
QTY
NUMBER
CK05BX104K
NEWARK
87F4662
12
SPRAGUE/
GOODMAN
GYC15000
DIGI-KEY
SG3006ND
2
0.1 uF
+/-10%, X7R, KEMET
50 V, RADIAL
C2,C22
(NOTE
1)
POLYPROPYLENE
VARIABLE
2 TO 15 pF
CAPACITOR
C3,C7
MICA
CAPACITOR
100 pF,
+/-5%,
RADIAL
CORNELL
DUBILIER
CD10FD101J03
NEWARK
15F1360
2
C4,C24,
C30
MICA
CAPACITOR
1000 pF,
+/-5%,
RADIAL
CORNELL
DUBILIER
CD15FA102J03
NEWARK
15F2610
3
C5,C6
MICA
CAPACITOR
5 pF,
+/-5%,
RADIAL
CORNELL
DUBILIER
CD10CD050D03
NEWARK
15F1338
2
C11,C15,
TANTALUM
C17,C18
CAPACITOR
C19
10 uF,
+/-10%,
20 V,
RADIAL
VISHAY/
SPRAGUE
199D106X9020CA1
MOUSER
745
199D20V10
C14
ALUMINUM
ELECTROLYTIC
CAPACITOR
220 uF,
+/-20%,
10 V,
RADIAL
UNITED
CHEMI-CON
SME10VB221M6X11LL NEWARK
95F4530
1
C16
TANTALUM
CAPACITOR
0.47 uF,
+/-10%,
35 V
VISHAY/
SPRAGUE
199D474X0035AA1
NEWARK
17F2049
1
C23,C29
(NOTE
2)
MICA
CAPACITOR
390 pF,
+/-5%,
RADIAL
CORNELL
DUBILIER
CD15FD391J03
NEWARK
15F1241
2
CR1
DIODE
(USE PART
NUMBER)
CENTRAL
SEMICONDUCTOR
1N914
MOUSER
610-1N914 1
L1,L2,
L3,L4
1 mH,
+/-5%,
INDUCTOR,
19 OHM,
THREE-SECTION, Q=59 @
UNIVERSAL
0.25 MHz,
"PIE" WOUND
SRF=3.7 MHz
MINIMUM
J.W. MILLER
4652
HARRISON
96804-4652 4
INSTRUMENTS
Q1,Q8,
Q9,Q10
TRANSISTOR,
PNP,
TO-92 CASE
(USE PART
NUMBER)
FAIRCHILD
2N3906
SEMICONDUCTOR
DIGI-KEY
2N3906ND
4
Q3,Q4
Q6,Q7
TRANSISTOR,
NPN,
TO-92 CASE
(USE PART
NUMBER)
FAIRCHILD
2N3904
SEMICONDUCTOR
DIGI-KEY
2N3904ND
4
8
Q2,Q5
(NOTE
8)
JUNCTION FIELD
EFFECT
TRANSISTOR, NCH., TO-92 CASE
R1,R12,
RESISTOR,
R16,R30,
CARBON
R31,R35,
FILM
R36
(USE PART
NUMBER)
CENTRAL
SEMICONDUCTOR
2N5484
MOUSER
6102N5484
2
100K OHM,
+/-5%,
1/4 WATT
XICON
29SJ250-100K
MOUSER
291-100K
7
R2,R18,
R32,R37
RESISTOR,
CARBON
FILM
33K OHM,
+/-5%,
1/4 WATT
XICON
29SJ250-33K
MOUSER
291-33K
4
R3,R33,
R38
RESISTOR,
CARBON
FILM
47K OHM,
+/-5%,
1/4 WATT
XICON
29SJ250-47K
MOUSER
291-47K
3
R4,R25, RESISTOR,
R26,R34, CARBON
R39
FILM
4700 OHM,
+/-5%,
1/4 WATT
XICON
29SJ250-4.7K
MOUSER
291-4.7K
5
R5,R13,
R14
RESISTOR,
CARBON
FILM
10K OHM,
+/-5%,
1/4 WATT
XICON
29SJ250-10K
MOUSER
291-10K
3
R6,R7
RESISTOR,
CARBON
FILM
4.7M OHM,
+/-5%,
1/4 WATT
XICON
29SJ250-4.7M
MOUSER
291-4.7M
2
R8,R10
RESISTOR,
CARBON
FILM
2200 OHM,
+/-5%,
1/4 WATT
XICON
29SJ250-2.2K
MOUSER
291-2.2K
2
R9
RESISTOR,
CARBON
FILM
68K OHM,
+/-5%,
1/4 WATT
XICON
29SJ250-68K
MOUSER
291-68K
1
R11
RESISTOR,
CARBON
FILM
150K OHM,
+/-5%,
1/4 WATT
XICON
29SJ250-150K
MOUSER
291-150K
1
R15
RESISTOR,
CARBON
FILM
1000 OHM,
+/-5%,
1/4 WATT
XICON
29SJ250-1.0K
MOUSER
291-1K
1
R17
RESISTOR,
CARBON
FILM
120K OHM,
+/-5%,
1/4 WATT
XICON
29SJ250-120K
MOUSER
291-120K
1
R19
RESISTOR,
CARBON
FILM
680 OHM,
+/-5%,
1/4 WATT
XICON
29SJ250-680
MOUSER
291-680
1
R20
RESISTOR,
CARBON
FILM
220 OHM,
+/-5%,
1/4 WATT
XICON
29SJ250-220
MOUSER
291-220
1
R21
RESISTOR,
METAL
FILM
20.0K OHM
+/-1%,
1/4 WATT
XICON
271-20K
MOUSER
271-20K
1
R22
RESISTOR,
METAL
FILM
3920 OHM
+/-1%,
1/4 WATT
XICON
271-3.92K
MOUSER
271-3.92K
1
R23
RESISTOR,
CARBON
FILM
1M OHM,
+/-5%,
1/4 WATT
XICON
29SJ250-1.0M
MOUSER
291-1M
1
9
R24,R27
RESISTOR,
CARBON
FILM
22K OHM,
+/-5%,
1/4 WATT
XICON
29SJ250-22K
MOUSER
291-22K
2
R28,R29
RESISTOR,
CARBON
FILM
10 OHM,
+/-5%,
1/4 WATT
XICON
29SJ250-10
MOUSER
291-10
2
RV4NAYSD203A
NEWARK
04F8775
2
1
20K OHM,
+/-10%,
LINEAR
RV1,RV2 POTENTIOMETER
CLAROSTAT
TAPER,
CONDUCTIVE
PLASTIC
U1
INTEGRATED
CIRCUIT
(USE PART
NUMBER)
MOTOROLA
LP2951ACN
NEWARK
01F2166
.
SOCKET
FOR U1
8-POSITION,
WIREWRAP(TM)
MILLMAX
123-93-308-41-001
MOUSER
575-293308 1
.
PERFORATED
BOARD
GLASSEPOXY,
17" X 8.5"
X 0.062"
VECTOR
169P84WE
MOUSER
5741
169P84WE
(NOTE
3)
TERMINAL
PRESS-FIT,
SOLDER
FORK
TO WIREWRAP®
VECTOR
T68
MOUSER
574-T68/C
2
.
BRAID, BUS
0.08" WIDE
X 5' LONG
CHEMTRONICS
80-3-5
NEWARK
95F6236
1
.
ANTENNA
ALUMINUM,
8" LONG
X 5.5" WIDE
X 0.062"
THICK
.
.
.
.
2
.
0.848"D,
KNOB,
0.744"H,
POTENTIOMETER FOR 0.25"D
SHAFT
ALCO
PKES70B-1/4
NEWARK
57F2347
2
.
SWITCH
SPDT
C&K
7101SYZQE
MOUSER
611-7101001
1
(NOTE
4)
JACK
1/4" STEREO
SWITCHCRAFT
112B
MOUSER
502-112B
1
.
SPACER,
CIRCUIT BOARD
SUPPORT
4-40 THREAD,
0.625" LONG, KEYSTONE
ALUMINUM
1808
MOUSER
534-1808
8
(NOTE
5)
SPACER,
ANTENNA
SUPPORT
NUMBER 6,
CLEAR HOLE,
KEYSTONE
0.375" LONG,
NYLON
885
ALLIED
839-2231
8
(NOTE
6)
BRACKET,
CONTROL
SUPPORT
.
.
.
.
.
1
.
BATTERY,
NEDA 1604A
9 VOLT
EVEREADY
522
NEWARK
48F917
1
10
Indice
Premessa…………………………………………………………………………………………………………...pag.1
Transistors………………………………………………………………………………………………………....pag.1
Induttori…………………………………………………………………………………………………………….pag.1
Condensatori………………………………………………………………………………………………………pag.1
Alimentazione...…………………………………………………………………………………………………...pag.1
Frequenze..………………………………………………………………………………………………………...pag.1
Mapping e sensibilità…………………………………………………………………………………………….pag.1
Sensibilità alla temperatura……………………………………………………………………………………..pag.2
Descrizione del circuito parte1………………………………………………………………………………...pag.2
Descrizione del circuito parte 2………………………………………………………………………………..pag.3
Descrizione del circuito parte 3………………………………………………………………………………..pag.3
Assemblaggio del circuito……………………………………………………………………………………...pag.3
Assemblaggio dell’unità…………………………………………………………………………………………pag.4
Schema parte1…………………………………………………………………………………………………….pag.5
Schema parte2…………………………………………………………………………………………………….pag.5
Schema parte3…………………………………………………………………………………………………….pag.5
Layout circuito……………………………………………………………………………………………………pag.6
Layout circuito con valori dei componenti…..………………………………………………………………pag.7
Lista componenti…………………………………………………………………………………………………pag.8
Indice……………………………………………………………………………………………………………....pag.11
11
1.
TEST E CALIBRAZIONE
alimentare il circuito.
2.
ruotare I due potenziometri RV1 e RV2 al centro. Allontanare qualunque oggetto (puntali, sonde, mani, etc.) a 60 cm dalle
antenne .
3.
collegare un voltmetro in DC (10v DC di scala)al circuito come segue:
puntale negativo a massa.
puntale negativo ai 7.5V.
4.
assicurarsi che ci sia +7.50vdc +/-0.35vdc.
5.
collegare un oscilloscopio (50mv/div, AC; 5uS/div, internal trigger) come segue:
il negativo a massa.
la sonda ai 7.5V.
6.
assicurarsi che ci sia un rumore di alimentazione minore di 40mVpp.
7.
collegare la sonda dell’oscilloscopio all’uscita dell’OSCILLATORE RIFERIMENTO PASSO, sull’emettitore del Q9
(2v/div, DC; 1uS/div, internal trigger.)
8.
assicurarsi che ci sia la forma d’onda in figura1: 3.8Vpp con il picco più alto a 7.5V, e un periodo di circa 3.6uS.
Figura 4
9.
connettere la sonda all’uscita dell’OSCILLATORE VARIABILE PASSO sull’emettitore del Q10.
10. assicurarsi che ci sia la forma d’onda in figura1: 3.8Vpp con il picco più alto a 7.5V, e un periodo di circa 3.6uS.
11. avvicinare e allontanare la mano dalla ANTENNA PITCH e osservare che il periodo dell’onda cresce al diminuire della
distanza tra la mano e l’antenna. La variazione totale del periodo dovrebbe essere di circa 100nS, corrispondente alla
massima deviazione di frequenza di circa 7.5kHz.
12. NOTARE: per ottenere un uscita udibile dal theremin, I due oscillatori del passo devono avere una frequenza di oscillazione
molto simile; il passo udibile sarà la loro differenza generata dal miscelatore. Quindi la regolazione di questi oscillatori è
importante.
negli strumenti non calibrati, la relazione iniziale tra I due oscillatori del passo non produrrà un uscita udibile dal miscelatore.
Presupponendo che sia il nostro caso, il prossimo passo sarà regolare C22 e osservare se l’uscita del miscelatore scenderà
in frequenza.
collegare la sonda al collettore del Q4 che è l’uscita del miscelatore. (200mv/div, AC; 1mS/div, internal trigger) Allontanare
qualunque oggetto (puntali, sonde, mani, etc.) a 60 cm dalla ANTENNA PITCH. Allontanare dagli oscillatori anche
l’oscilloscopio per evitare che il circuito ne risenta.
13. osservare la forma d’onda mentre si regola lentamente C22.
regolare C22 così che la forma d’onda sia assente con la mano lontana dalla PITCH ANTENNA, e che cresca in frequenza
avvicinandosi all’antenna. Per una differenza di frequenza di 50Hz, l’uscita del miscelatore sarà 1.7Vpp. A questa frequenza,
l’onda sarà un treno di impulsi asimmetrico, con una discontinuità evidente nel fronte di salita. La forma d’onda diventerà
sempre più sinusoidale al crescere della frequenza. A 400Hz, l’ampiezza sarà circa 800mVpp.
se le due frequenze degli oscillatori sono molto diverse e quindi all’uscita del miscelatore non vediamo alcun segnale,
andremo ad aggiungere un condensatore in parallelo a C23 nell’OSCILLATORE RIFERIMENTO PASSO o a C29
nell’OSCILLATORE VARIABILE PASSO per diminuire la loro frequenza di oscillazione.
se la procedura di regolazione di C22 ha ottenuto risultati soddisfacenti, saltare i passi successivi fino al punto 22. In caso
contrario dal passo 14 al 21 si procederà per aggiungere il condensatore in più.
12
14. ci vuole un frequenzimetro per misurare la frequenza di oscillazione dei due oscillatori del passo. Preparare un adattatore
d’impedenza come quello in figura2 per evitare che il frequenzimetro attenui la forma d’onda nei punti di misura.
Figura 2
15. connettere l’uscita dell’adattatore d’impedenza al frequenzimetro. Collegare l’ingresso dell’adattatore d’impedenza all’uscita
dell’OSCILLATORE RIFERIMENTO PASSO.
il collegamento tra il circuito e l’adattatore d’impedenza deve essere estremamente corto (meno di 2.5 cm di cavo schermato)
per evitare un carico capacitivo eccessivo sull’uscita dell’oscillatore. Allontanare tutti i puntali dal circuito.
16. leggere sul frequenzimetro regolando lentamente C22. Selezionare una posizione di C22 che provoca approssimativamente
una frequenza di mezzo. Questa corrisponde approssimativamente al valore intermedio di C22, lasciare i margini sufficienti
per le regolazioni successive.
17. scrivere la frequenza corrispondente.
18. collegare l’adattatore d’impedenza all’uscita dell’OSCILLATORE VARIABILE PASSO. Assicurarsi che non ci sia niente in
prossimità della ANTENNA PITCH. Allontanare qualunque puntale dal circuito oscillatore.
19. scrivere la frequenza.
20. determinare quale delle due sia la frequenza maggiore. Quella frequenza sarà diminuita aggiungendo un condensatore in
parallelo.
21. per diminuire la frequenza di un oscillatore, aggiungere condensatori in parallelo a:
C23 nell’OSCILLATORE RIFERIMENTO PASSO o
C29 nell'OSCILLATORE VARIABILE PASSO.
procurarsi due ciascuno dei seguenti condensatori di mica: 5pF, 10pF, 22pF, e 47pF.
(un set è previsto per le regolazioni del circuito del volume.)
la capacità dei condensatori in parallelo aumenta. La combinazione di un 5pF in parallelo con un 390pF (C23 o C29), per
esempio, darà in totale una capacità di 395pF. Il prossimo conveniente incremento potrebbe essere ottenuto sostituendo il
5pF con un 10pF, ottenendo 400pF. Lasciando il 10pF, si può aggiungere il 5pF ottenendo 390pF + 10pF + 5pF = 405pF.
il quarto valore può essere applicato in varie combinazioni per avere un range tra 395pF e 474pF in passi da 5pF.
continuare la procedura di parallelamento, come necessario, fino a che la frequenza diventa poco meno del valore
desiderato. Poi, regolare ancora C22 così che la forma d’onda sia assente con la mano lontana dalla PITCH ANTENNA, e
che cresca in frequenza avvicinandosi all’antenna.
22. usare il potenziometro PITCH NULL per fare la regolazione fine della risposta del passo alla posizione della mano. Il massimo
della regolazione si ha quando parte la forma d’onda in uscita dal miscelatore con la mano a 60 cm dall’antenna.
NOTARE: la relazione distanza-passo può essere invertita, il maggior passo con la mano lontana dall’antenna, dipende dalla
regolazione di C22 e del PITCH NULL.
23. collegare la sonda all’uscita del OSCILLATORE VOLUME. (2v/div, DC; 1uS/div, internal trigger.)
24. osservare la forma d’onda in figura3: 1.4Vpp con il picco più alto a 7V e un periodo di circa 2.2uS.
13
Figura3
25. avvicinare e allontanare la mano alla VOLUME ANTENNA e osservare che il periodo della forma d’onda rimane costante.
26. collegare la sonda al source del Q2. (1v/div, DC; 1uS/div, internal trigger.) allontanare tutto dall’area vicino al processore
volume e alla sua antenna.
27. regolare lentamente C2 mentre si osserva l’oscilloscopio. Osservare un onda sinusoidale, centrata all’incirca su 4V, che varia
in ampiezza con la regolazione di C2. L’ampiezza della sinusoide dovrebbe variare circa tra 0.5Vpp e 2Vpp.
se la frequenza dell’OSCILLATORE VOLUME è molto differente dalla frequenza di risonanza parallelo di L2 e C7 nel
PROCESSORE VOLUME, si avrà una ampiezza e variazione d’ampiezza insufficienti sul source di Q2 . In questo caso, si
può aggiungere una capacità in parallelo a C3 per l’OSCILLATORE VOLUME o a C7 per il PROCESSORE VOLUME.
se la regolazione del C2 produce risultati soddisfacenti, procedere al punto 29. In caso contrario, continuare con il punto 28,
che prevede una procedura per accoppiare la frequenza dell’OSCILLATORE VOLUME con quella del PROCESSORE
VOLUME.
28. con la sonda ancora sul source del Q2, selezionare l’accoppiamento in AC e centrare la traccia. Diminuire il V/Div fino a
visualizzare la forma d’onda.
cominciare aggiungendo un condensatore da 5pF in parallelo a C3. Notare l’ampiezza della forma d’onda. Se aumenta con
l’aggiunta del condensatore da 5pF, sostituire il 5pF con un 10pF e determinare se c’è un evidente aumento dell’ampiezza.
Ripetere questa procedura con le successive combinazioni di condensatori in parallelo fino ad avere la migliore ampiezza e
sua variazione della forma d’onda.
se la procedura di cui sopra non dovesse dare risultati soddisfacenti, rimuovere qualsiasi condensatore messo in parallelo a
C3, e ripetere la procedura con C7.
29. con la sonda ancora sul source del Q2, regolare C2 così che l’ampiezza sia al massimo con la mano lontana dalla ANTENNA
VOLUME, minima con la mano vicino all’antenna. L’ampiezza è al massimo quando la frequenza di antirisonanza di L2 e C7
nel PROCESSORE VOLUME è uguale alla frequenza dell’OSCILLATORE VOLUME.
30. collegare la sonda al collettore del Q3. (1v/div, DC; 1mS/div, internal trigger.) osservare un livello di tensione che varia da
circa 1V a 6.5V con la mano prossima all’antenna. NOTARE:dipendendo dalla regolazione di C2, la relazione della posizione
della mano alla tensione potrebbe non essere proporzionale, esempio, un livello di 3V può esserci per 2 differenti distanze
della mano, una vicino e una lontano dall’antenna. Il livello di tensione DC sul collettore di Q3 è più basso quando la
frequenza di antirisonanza tra L2 e C7 è uguale alla frequenza dell’oscillatore.
31. una volta che si osserva una adeguata risposta sul collettore di Q3, collegare la sonda all’uscita del miscelatore. Regolare il
potenziometro PITCH NULL così che sia presente una forma d’onda indipendentemente dalla prossimità della mano alla
ANTENNA PITCH. Questo porterà ad avere un segnale costante per calibrare ulteriormente il circuito del volume. L’esatta
frequenza non è importantissima;ne basterà una qualsiasi attorno a 400Hz.
32. collegare la sonda al collettore di Q6. Osservare l’oscilloscopio mentre si regola lentamente C2. Dovrebbe apparire una forma
d’onda all’interno di un intervallo di regolazione di C2. Regolare C2 sulla posizione dove appare l’onda.
33. porta la mano vicino alla ANTENNA VOLUME e che l’ampiezza della forma d’onda cresce con il decrescere della vicinanza
della mano all’antenna. NOTARE: ci sono due posizioni differenti di C2 che soddisfano questo criterio, tuttavia, solo una delle
posizioni offrirà la risposta migliore. La calibrazione sarà corretta si avrà quando l’inizio della forma d’onda sul collettore di Q6
arriverà in corrispondenza della distanza tra mano e antenna del volume di 46 cm aumentando in ampiezza come la mano si
avvicina. Regolare di fino la risposta del volume con il potenziometro VOLUME NULL. Rigirare il PITCH NULL sulla sua
normale posizione.
34. collegare le cuffie all’ OUTPUT JACK dello strumento. Posizionare ciascuna mano in corrispondenza delle rispettive antenne,
e sentire che c’è un passo udibile che può essere modulato in frequenza con la vicinanza della mano alla ANTENNA PITCH e
modulato in ampiezza con la vicinanza della mano alla ANTENNA VOLUME.
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