Diodi Schottky e logiche LS-TTL

ITI Omar Novara
diodi Schottky
Diodi Schottky e logiche LS-TTL
La giunzione metallo-seniconduttore
E’ noto da tempo che un comportamento rettificante veniva fornito non solo
da giunzioni a semiconduttore, ma anche da contatti metallo-semiconduttore
(p. es. raddrizzatori all’ossido dì Rame o al Selenio).
Inoltre, già a
proposito di realizzazione di circuiti integrati, si ricordi il problema
dell'insorgere di un comportamento rettificante nel contatto fra la
metallizzazione in Alluminio e il sottostante Silicio poco drogato.
Proprio sfruttando questo comportamento, sono stati realizzati da parecchi
anni i diodi con giunzione a metallo-semiconduttore, denominati diodi
Schottky, dal nome del ricercatore che ne ha studiato il comportamento e ne
ha spiegato i meccanismi di conduzione.
Vediamo in breve come sono
costituiti questi tipi di diodi e le loro caratteristiche.
Un presupposto indispensabile per la comprensione del comportamento di
queste giunzioni è la conoscenza del fatto che un metallo, essendo un
ottimo conduttore, non ammette in sé accumuli di carica spaziale, mentre un
semiconduttore ne consente l’esistenza, con estensioni strettamente
dipendenti da1 suo drogaggio, seconda la nota relazione
w = ND^0.5
dove w è l’estensione della zona di svuotamento ed ND la concentrazione
degli atomi droganti.
Premessa:
definiamo
"lavoro
di
estrazione"
di
un
metallo
(detta
anche
"funzione di lavoro") la quantità qφM, definita come 1’energía necessaria
per ionizzare un elettrone del metallo, cioè per trasferirlo dal livello di
Fermi EF al vuoto.
In modo del tutto analogo verrà definita la quantità
qφS per un semiconduttore. Si noti che le grandezze φM e φS corrispondono a
ciò che in chimica viene definito “potenziale elettrochimico”.
Prendiamo
in
considerazione
la
giunzione
fra
un
metallo
ed
un
semiconduttore di tipo N e le due possibili alternative, ovvero
φS < φM oppure φS > φM
(vedi Figura 1).
Le situazioni di equilibrio al contatto fra i due materiali vengono
raggiunte ricordando che:
a) i due livelli di Fermi si portano allo stesso valore;
b) rimangono costanti 1'affinità elettronica qX alla superficie del
semiconduttore e la posizione del livello EF nel metallo.
Nel primo caso (Figura 1a) si ha la formazione di una zona di svuotamento
nella porzione di semiconduttore a contatto con il metallo con il
conseguente instaurarsi di una barriera di potenziale, cosicché la
giunzione diviene rettificante.
Nel secondo caso (Figura 1b) si ha invece un accumulo di elettroni sulla
superficie del semiconduttore: questi elettroni non devono superare alcuna
barriera di potenziale per passare nel metallo, e analogamente gli
elettroni del metallo possono passare direttamente nella banda di
conduzione del semiconduttore.
Ne risulta quindi che questo tipo di
giunzione (φS < φM) non è rettificante, poiché applicando tensione la
caduta di potenziale non può concentrarsi nella zona di contatto, ma si
distribuisce lungo il semiconduttore, dando luogo ad un contatto di tipo
ohmico.
Prendiamo ora in considerazione la giunzione fra un metallo ed un
semiconduttore di tipo P. Anche in questo caso esistono due possibilità:
φS < φM oppure φS > φM
P. De Vittor
(vedi Figura 2).
pag. 1
ITI Omar Novara
diodi Schottky
Con ragionamenti del tutto analoghi a quelli fatti per un semiconduttore di
tipo N si deduce che nel primo caso (Figura 2a) si ha un contatto ohmico, e
nel secondo caso (Figura 2b) una giunzione rettificante.
Fig. 1 – Diagramma a bande di energia per il sistema metallo –
semiconduttore di tipo N.
Fig. 2 – Diagramma a bande di energia per il sistema metallo –
semiconduttore di tipo P.
P. De Vittor
pag. 2
ITI Omar Novara
diodi Schottky
Polarizzazione
Per quanto riguarda la polarizzazione di tali giunzioni, analogamente a
quanto noto per le comuni giunzioni P-N, viene definita diretta quella
polarizzazione che tende a ridurre la barriera di potenziale al contatto
(cioè la “curvatura” delle bande) e quindi lo spessore della zona di
svuotamento.
Così, risulta polarizzazione diretta quella per cui un
semiconduttore N viene portato ad un potenziale negativo rispetto al
metallo, ed un semiconduttore P ad un potenziale positivo.
Analogamente
per la polarizzazione inversa, a proposito della quale si può aggiungere
che la capacità di giunzione Cj varia con VR^0.5, in maniera del tutto
analoga a quanto accade per le giunzioni P-N.
Tutto quanto detto vale se il semiconduttore non è molto drogato.
Se
18
-3
invece ha un livello di drogaggio superiore a 10
cm , a causa del piccolo
spessore della regione di svuotamento avviene l’effetto tunnel, e il
contatto diviene bidirezionale di tipo pressoché ohmico, da cui la
necessità di aumentare il livello di drogaggio in tutti i dispositivi
integrati in cui le metallizzazioni vengono a contatto con il silicio a
basso drogaggio (ad es. le zone epitassiali).
Riassumendo, si ha un contatto rettificante quando:
φS < φM per un semiconduttore di tipo N, e
φS > φM per un semiconduttore di tipo P
con contatto essenzialmente ohmico nei rimanenti due casi.
Per elevati
drogaggi, invece, il contatto è sempre ohmico, e ciò indipendentemente dal
rapporto fra i potenziali elettrochimici.
I vantaggi
I vantaggi presentati da una giunzione metallo-semiconduttore rispetto ad
una giunzione P-N sono dovuti essenzialmente al fatto che i portatori
interessati alla conduzione sono quasi esclusivamente quelli maggioritari,
il che fa sì che non vi siano cariche minoritarie accumulate durante la
polarizzazione inversa.
Non esiste quindi – come per le giunzioni P-N – il problema dei tempi di
svuotamento della regione di carica spaziale da parte delle cariche
minoritarie, operazione relativamente lenta.
E’ così possibile ottenere
tempi di commutazione estremamente brevi e facilità di impiego in alta
frequenza.
Bibl.: Grove – Fisica e tecnologia dei dispositivi a semiconduttore – Ed. Angeli
Muller, Kamins – Device electronics for Integrated Circuits – Ed. Wiley
Diodi Schottky
Da quanto detto a proposito della giunzione metallo-semiconduttore, se ne
possono intuire le numerose, particolari e insostituibili applicazioni.
Una di queste è rappresentata dai rettificatori che presentano, rispetto a
quelli tradizionali, tutta una serie di vantaggi. Essi sono infatti
caratterizzati da:
- tempi di recupero estremamente brevi (quindi una rettificazione veloce e
a bassa dissipazione in commutazione) grazie all’assenza di portatori
minoritari;
- basse tensioni di soglia (rivelazione di piccoli segnali) tipiche di
queste giunzioni;
- capacità inversa di giunzione molto piccola (possibilità di impiego alle
alte frequenze);
P. De Vittor
pag. 3
ITI Omar Novara
diodi Schottky
- basse cadute di tensione dirette (ridotta dissipazione in conduzione)
6
grazie all’elevata corrente di saturazione (10 volte rispetto ad un
diodo a giunzione P-N)
Gli svantaggi sono invece:
- correnti inverse più elevate di una giunzione P-N e
- tensioni inverse ridotte
Il ridotto valore della tensione inversa di breakdown (poche decine di
Volt) è imputabile alla curvatura della regione di svuotamento ai bordi
della metallizzazione.
E’ possibile elevare tale limite a qualche centinaio di Volt tramite
l’ottimizzazione del profilo del silicio tramite attacco acido, e inoltre
affiancando al diodo metallo-semiconduttore una giunzione P-N a forma di
anello di guardia sotto il bordo della metallizzazione, in modo che a bassi
valori di corrente diretta
(qualche mA) lavori quasi
esclusivamente
il
diodo
Schottky grazie alla sua
bassa tensione di soglia,
e per correnti maggiori la
giunzione
P-N
prenda
gradualmente
il
sopravvento.
Un altro
espediente che permette di
attenuare
il
campo
elettrico localizzato ai
bordi della giunzione è
quello di estendere la
metallizzazione
al
di
sopra
dell’ossido
di
silicio.
La struttura
risultante è visibile in
sezione nella Figura 3.
Fig. 3 – Struttura di un diodo Schottky di
produzione Thomson-CSF.
Nella tabella seguente i parametri tipici di un diodo Schottky possono
essere paragonati a quelli di un diodo a giunzione di analoga tensione e
corrente.
parametro
VRRM
IF
IR a (VR)
VF a (IF)
Cj a (VR)
Cj a (VR)
NF a (f)
Qs a (IF)
τ a (IF)
trr a (IF)
η a (f)
dV/dt
fw
P. De Vittor
diodo raddrizzatore
Schottky
Silicio
50
50
75 A
75 A
1mA (25V)
500
0.6 (30A)
1.5 (30A)
2000 (5V)
10000
700 (40V)
3000
15 (30A)
1 (30A)
200 (30A)
700
-
diodo di segnale
Schottky
Silicio
100
150
100
100
50 (50V)
20 (50V)
0.20 (1mA)
0.68 (1mA)
0.5 (1V)
2 (1V)
0.1 (30V)
0.5 (50V)
5.5 (1GHz)
2 (10mA)
6
80 (20mA)
2·10 (50V)
0.8 (10mA)
100
85 (45MHz)
40
20
unità
V
mA
nA
V
pF
pF
dB
pC
psec
nsec
%
V/µs
GHz
pag. 4
ITI Omar Novara
diodi Schottky
Le applicazioni
Le applicazioni tipiche dei diodi Schottky per piccoli segnali sono quelle
prima riservate ai diodi al Germanio a punta di contatto e a lega d’oro o
al Silicio planari-epitassiali di tipo P-I-N per i quali, accanto
all’elevata velocità tipica di questi diodi, si abbina la bassa caduta di
tensione tipica dei diodi metallo-semiconduttore.
Un confronto fra le
caratteristiche dirette di giunzioni di vario tipo sono mostrate in Figura
4.
In particolare, i diodi Schottky sono
indicati per le seguenti applicazioni:
raddrizzamento a elevata efficienza,
protezione
all’ingresso
di
amplificatori operazionali, mixer UHF
ad elevata efficienza (95%), ingressi
di
logiche
ad
elevata
velocità,
conversioni
analogico-digitali
o
logaritmiche,
rivelazione
video,
discriminatori
di
frequenza,
campionamento di forme d’onda, clipping
e clamping di segnali, equipaggiamento
radar, ricevitori di apparati ECM, per
prevenire la saturazione dei transistor
in commutazione e per aumentare la
velocità
di
risposta
degli
optoaccoppiatori.
Esempio: transistor in commutazione.
La
commutazione
di
un
transistor è caratterizzata –
come è noto - da tempi veloci
di turn-on ma lenti di turnoff, e ciò a causa del non
trascurabile tempo di accumulo.
L’eccesso di corrente di base
richiesto
per
portare
il
transistor in saturazione causa
un
accumulo
di
carica
immagazzinata nella regione di
base,
carica
che
deve
poi
venire
rimossa
affinché
il
transistor
possa
tornare
all’interdizione.
P. De Vittor
Fig. 5
pag. 5
ITI Omar Novara
diodi Schottky
Vari schemi sono stati proposti per ovviare al ritardo dovuto all’accumulo
e per ridurre il tempo di commutazione, ma nessuno di questi tendeva ad
impedire al transistor di saturarsi, cosicché non era possibile minimizzare
il tempo di turn-off. Una soluzione decisamente migliore è invece quella
di prevenire addirittura la saturazione profonda tramite la configurazione
circuitale illistrata nella Figura 5: in pratica, il diodo Schottky entra
in conduzione (VF = 100 mV) prima ancora che il transistor possa entrare in
saturazione.
Esempio: campionamento di forme d’onda
Le due tensioni di polarizzazione VBIAS
della “sampling gate” della figura a
lato devono mantenere i punti A e B a
potenziale
rigorosamente
nullo
e,
poiché i diodi risultano polarizzati
inversamente, non si ha passaggio di
segnale.
Nell’istante in cui si vuole avere il
campionamento, si invia un impulso
sufficiente a polarizzare direttamente
i
diodi
per
un
tempo
brevissimo,
sufficiente a caricare il rispettivi
condensatori al livello della forma
d’onda in quel preciso istante.
Esempio: optoaccoppiatori
Gli
optoaccoppiatori
contengono
usualmente
un transistor bipolare
nel circuito d’uscita
(vedi figura a lato).
La
sua
commutazione
alla fine dell’impulso
d’ingresso è ovviamente
lenta.
Usando
opportunamente un diodo
Schottky all’uscita del
fotoaccoppiatore
e
collegandolo
come
elemento di speed-up, è possibile ridurre notevolmente il tempo di
commutazione.
Applicazioni tipiche dei diodi Schottky di potenza (fino a 30A) sono quelle
degli
alimentatori
switching
(a
commutazione)
o
in
tutte
quelle
applicazioni ove sia richiesta la rettificazione di segnali ad elevata
pendenza dV/dt (ovvero segnali a salita e/o discesa ripida o ad elevata
frequenza) quando si abbia l’esigenza di mantenere inalterata la forma
d’onda.
In effetti i raddrizzatori Schottky sono gli unici veramente
“veloci” e contemporaneamente di potenza.
Bibliografia:
Sescosem: Note d’information tecnique – Diodes Schottky 1979
Sescosem: Diodes Schottky – Nouveaux produits 1980
TRW: Power semiconductor data book 08P
TRW: Data sheet on SD-41 Power Schottky Diode
International Rectifier: Product guide – June 1976
Siemens: Schottky barrier diodes – Edition 1979
Hewlett-Packard: Diode and transistor designer’s catalog 1980
Hewlett-Packard: Schottky barrier diodes – Technical data 8/79
Hewlett-Packard: Application bulletins n. 26, 27, 28, 30.
P. De Vittor
pag. 6
ITI Omar Novara
diodi Schottky
Integrati Schottky
La stessa configurazione di speed-up utilizzata per ridurre il tempo di
commutazione nelle ciruitazioni discrete può essere vantaggiosamente
utilizzata anche nei circuiti integrati (ovviamente digitali, in quanto si
parla di commutazione).
Per molti anni le logiche TTL sono state le più diffuse fra gli integrati
digitali, offrendo un buon compromesso fra costo, velocità, dissipazione di
potenza e praticità nell’interfacciamento. Via via, però, con l’aumento di
complessità
richiesto
dalle
applicazioni,
era
aumentato
anche
l’assorbimento di potenza, con conseguenze negative sul dimensionamento
della sezione di alimentazione, sull’ingombro, sul costo e sulla
portabilità. L’aumento della complessità e della velocità di commutazione
portano con sé inevitabilmente l’aumento della potenza dissipata, con
conseguenti
problemi
di
temperatura
operativa
e
di
densità
dell’applicazione.
Un significativo miglioramento è stato introdotto con l’integrazione della
configurazione a diodo Schottky, che ha consentito un aumento della
velocità di commutazione ed una diminuzione della potenza dissipata. Ciò è
dovuto al fatto che in un transistor bipolare l’aumento della corrente di
base necessario per ottenerne la saturazione porta a far sì che il
potenziale di collettore scenda ad un valore inferiore a quello di base (si
vedano in Figura 6 le tensioni ai vari terminali).
Fig. 6 – Confronto fra le tensioni in un transistor in saturazione nelle
logiche TTL ed LS-TTL.
Inserendo invece il diodo Schottky fra base e collettore , si evita che il
potenziale di quest’ultimo (grazie alla Vs del diodo, pari a circa 100 mV)
scenda a meno di 0,1 V al di sotto di quello della base, cosicché il
transistor non entri in completa saturazione. In tal modo si evita inoltre
l’innesco della conduzione del transistor parassita, che devierebbe
corrente verso il substrato.
La conduzione del PNP parassita porterebbe
infatti non solo ad una maggiore dissipazione dell’integrato, ma anche ad
una riduzione della corrente di base dell’NPN e quindi ad una minor
sensibilità della porta logica.
L’utilizzo della configurazione Schottky nelle logiche LS-TTL (Low-Power
Schottky) permette di ridurre di un fattore 5 la potenza dissipata/gate
grazie al minor valore della resistenza limitatrice Rc (quella in serie al
bjt di pull-up) e grazie all’uso di diffusioni poco profonde e al ricorso a
valori di resistività superficiale più elevati.
Il vantaggio dovuto ai minori tempi di propagazione delle logiche LS-TTL è
invece da attribuire ai ridotti tempi di commutazione dei bjt-Schottky,
resi possibili dal fatto di aver impedito la completa saturazione dei
transistor.
Infatti, mentre la commutazione di un bjt dalla completa
saturazione all’interdizione comporta un certo tempo toff, la commutazione
dalla pre-saturazione richiede un tempo decisamente più ridotto.
Infatti, nel primo caso la giunzione base-collettore si trova in
polarizzazione diretta, e quindi la sua interdizione richiede il completo
svuotamento
dei
portatori
in
conduzione,
che
sono
ad
elevata
concentrazione.
In presenza del diodo Shottky, invece, poiché la
polarizzazione della giunzione B-C è di soli 0,1 V (quindi al di sotto
P. De Vittor
pag. 7
ITI Omar Novara
diodi Schottky
della tensione di soglia), tale giunzione non raggiunge la polarizzazione
diretta, per cui la sua completa interdizione – e la conseguente creazione
della regione di svuotamento – risultano molto più agevoli, a tutto
vantaggio del toff del transistor.
Le differenti circuitazioni utilizzate per le logiche TTL ed LS-TTL sono
visibili nelle figure sottostanti.
Fig. 7 – Porta Nand TTL 7400 (a
sinistra) ed S-TTL 74S00 (a destra)
Nel grafico di Figura 8 vengono messi a confronto i valori di potenza
dissipata per gate e i tempi di propagazione delle logiche TTL con le
versioni S, LS ed ALS-TTL, dove sono evidenti i vantaggi ottenuti grazie
all’utilizzo di tecniche di precisione quali ad esempio l’impianto ionico.
I vantaggi ottenibili grazie all’impiego di logiche a bassa dissipazione
sono molteplici:
- minor corrente assorbita, quindi maggior economicità dei circuiti di
alimentazione, minori dimensioni e peso;
- minor produzione di calore e quindi semplificazione dei problemi di
smaltimento termico, con la possibilità di maggior impaccamento dei
circuiti o di minori esigenze di raffreddamento (o entrambi);
maggiore
affidabilità,
e
quindi
aumento della vita operativa dei
circuiti
grazie
alla
minor
temperatura di lavoro;
- le minori correnti di alimentazione
necessitano di piste più sottili sul
circuito
stampato,
riducono
i
problemi
di
eventuali
picchi
di
corrente e richiedono condensatori di
disaccoppiamento più piccoli;
- minori problemi di interfacciamento
fra Cmos ed LS-TTL, grazie alla
riduzione delle correnti di ingresso,
che sono solo il 25% delle TTL;
- eliminazione dei rischi di pilotaggio
da parte di logiche o di circuiti
alimentati a 12-15V, grazie al fatto
Fig. 8
che l’ingresso delle LS è protetto da
diodi ad elevata VBR.
Bibl.: SGS-ATES - Databook on LS-TTL ICs – Feb.1978
Texas Instruments – LS and ALS products – Oct.1979
P. De Vittor
pag. 8