Esperienze di lavoratorio - Dispositivi elettronici

Dispositivi elettronici
Esperienze di laboratorio
Universitá degli Studi di L’Aquila
Massimo Lucresi
Luigi Pilolli
Mariano Spadaccini
maggio 2002
Esperienza n. 1
Analisi della risposta in frequenza di un
circuito RC
Per la 1a esperienza abbiamo realizzato uno schema del tipo
Figura 1: schema di un circuito RC
Gli strumenti utilizzati per poter effettuare le misure di seguito riportate sono:
• un generatore di funzioni per l’alimentazione;
• un oscilloscopio per le misure.
I valori teorici e sperimentali sono di seguito riportati:
Freq(Khz)
1.00
2.00
3.00
4.00
5.00
6.00
7.00
8.00
...
Vout
5.9882
5.9532
5.8962
5.8190
5.7242
5.6143
5.4922
5.3609
...
Valori ideali
Vout /Vin Sfasamento
0.9980
-3.5953
0.9922
-7.1625
0.9827
-10.6747
0.9698
-14.1078
0.9540
-17.4406
0.9357
-20.6560
0.9154
-23.7410
0.8935
-26.6866
...
...
1
Valori sperimentali
Vout Vout /Vin Sfasamento
5.9000
0.9800
-2.7900
5.8800
0.9800
-7.4700
5.8500
0.9800
-10.1900
5.8000
0.9800
-14.0700
5.7600
0.9600
-16.7200
5.6400
0.9400
-20.4700
5.5800
0.9300
-22.9400
5.4600
0.9100
-26.9000
...
...
...
Freq(Khz)
...
9.00
10.00
11.00
12.00
13.00
14.00
15.00
16.00
18.00
20.00
22.00
24.00
26.00
28.00
30.00
32.00
34.00
36.00
40.00
46.00
50.00
56.00
60.00
66.00
70.00
76.00
80.00
86.00
90.00
96.00
100.00
106.00
110.00
116.00
120.00
126.00
130.00
Vout
...
5.2228
5.0804
4.9358
4.7908
4.6469
4.5051
4.3664
4.2314
3.9744
3.7361
3.5168
3.3160
3.1325
2.9650
2.8119
Valori ideali
Vout /Vin Sfasamento
...
...
0.8705
-29.4876
0.8467
-32.1419
0.8226
-34.6503
0.7985
-37.0156
0.7745
-39.2424
0.7508
-41.3363
0.7277
-43.3038
0.7052
-45.1517
0.6624
-48.5171
0.6227
-51.4881
0.5861
-54.1168
0.5527
-56.4498
0.5221
-58.5278
0.4942
-60.3856
0.4686
-62.0533
2.2182
0.3697
1.8199
0.3033
1.5383
0.2564
1.3302
0.2217
1.1707
0.1951
1.0448
0.1741
0.9431
0.1572
0.8592
0.1432
0.7889
0.1315
0.7291
0.1215
Valori sperimentali
Vout Vout /Vin Sfasamento
...
...
...
5.2800
0.8800
-29.1200
5.1600
0.8600
-32.3100
5.0400
0.8400
-33.6000
4.8000
0.8000
-37.3300
4.6200
0.7700
-38.4100
4.5600
0.7600
-41.6400
4.3800
0.7300
-42.6100
4.2000
0.7000
-45.3500
4.0800
0.6800
-47.7300
3.7800
0.6300
-51.6700
3.4800
0.5800
-53.2700
3.1800
0.5300
-56.7400
3.0000
0.5000
-57.7200
2.8800
0.4800
-60.3800
2.7600
0.4600
-61.4200
2.5800
0.4300
-63.2100
2.4600
0.4100
-63.3500
2.3400
0.3900
-65.6300
-68.3030
1.9800
0.3300
-70.1600
1.5600
0.2600
-74.2000
1.3800
0.2300
-75.7800
1.2000
0.2000
-78.3100
1.0800
0.1800
-78.4300
0.9600
0.1600
-80.8600
0.9000
0.1500
-80.8400
0.7800
0.1300
-82.7000
0.6000
0.1000
-82.6500
-72.3432
-75.1439
-77.1908
-78.7483
-79.9716
-80.9569
-81.7672
-82.4450
-83.0202
Per i calcoli teorici, abbiamo utilizzato i seguenti accorgimenti:
• Vin = (R +
1
jωC )I
→
Vout = Vin
1
jωC
1
+R
jωC
;
• per la fase, abbiamo applicato ai valori sperimentali il metodo dell’ellissi tramite la formula
A
φ = arcsin B
.
É evidente dalla tabella che la frequenza di taglio inferiore rilevata é pari a 16Khz, in accordo con le
previsioni teoriche:
2
1 ∼
= 15.915Khz
2πRC
Dai valori riportati di modulo e fase, sono stati ricavati i seguenti grafici in scala semilogaritmica, sia
per il modulo (Figura 2) sia per la fase (Figura 3):
ft =
Figura 2: modulo del circuito
Figura 3: fase del circuito
3
Esperienza n. 2
Studio della curva caratteristica del diodo
D1N4148
Per la 2a esperienza abbiamo realizzato uno schema del tipo
Figura 4: schema del circuito
Inserendo in serie a Vdc un alimentatore in continua a tensione variabile, utilizzando un voltmetro connesso in parallelo al diodo e un amperometro in serie é stata ricavata la tabella seguente:
V
-4.9600
-4.0000
-3.0000
-2.0000
-1.0000
-0.6080
-0.2000
-0.1500
-0.1000
-0.0500
µA
-0.50
-0.40
-0.30
-0.20
-0.10
-0.05
0.0
0.0
0.0
0.0
V
0.0
0.0500
0.1000
0.1530
0.2020
0.2500
0.3000
0.3140
0.3240
0.3390
µA
0.0
0.05
0.10
0.15
0.30
0.55
1.50
1.90
2.40
3.30
V
0.3530
0.3590
0.3730
0.3870
0.4000
0.4200
0.4520
0.4750
0.4990
µA
4.70
4.80
6.80
9.00
14.30
18.50
38.10
72.00
109.00
V
0.5260
0.5490
0.5750
0.5980
0.6500
0.7000
0.7500
0.8000
0.9000
µA
175.80
285.50
510.00
805.00
2327.0
6231.0
15390.0
32547.0
103000.0
e per interpolazione dei dati riportati, é stata ricavata la curva caratteristica V-I (Figura 5), graficata
4
anche in scala semilogaritmica (Figura 6).
Figura 5: curva V-I caratteristica del diodo
É facile ricavare dai dati in tabella, la resistenza in polarizzazione diretta e indiretta del diodo:
−1 + 4.9
Vind1 = −4.9 Iind1 = −0.5
Rind =
= 9.75M Ω
Vind2 = −1 Iind2 = −0.1
−0.1 + 0.5
0.9 − 0.598
Vd1 = 0.598
Id1 = 805
Rd =
= 2.93Ω
Vd2 = 0.9 Id2 = 103000
103000 − 805
Per le altre considerazioni, prendiamo in esame l’equazione caratteristica del diodo:
V
V
I = I0 (e nVt − 1) ∼
= I0 e nVt
e a partire dai dati sperimentali é stato possibile ricavare i valori di I0 e n:
ln(I) = ln(I0 ) +
V
nVt
V
I = I0 (e nVt )
Ad esempio, prendiamo i valori della tabella:
V1 = 0.526V
V2 = 0.549V
ed in corrispondenza
I1 = 175.80µA
→
ln(I1 ) = −8.64
I2 = 285.50µA
→
ln(I2 ) = −8.16
5
Figura 6: curva V-I caratteristica del diodo in scala semilogaritmica
Per questi valori, la retta passante per i due punti in scala semilogaritmica sará
−8.16 + 8.64
−8.16 + 8.64
V + (−8.16 −
0.526)
0.549 − 0.526
0.549 − 0.526
= 20.86V − 19.13
I=
da cui si ricava
ln(I0 ) = −19.13 → I0 = 4.88.10−9
1
= 20.86 → n = 1.91
nVt
avendo preso Vt = 25mV (temperatura di 20 gradi centigradi circa).
6
Esperienza n. 3
Analisi di cinque tipi di circuiti utilizzanti
diodi
Raddrizzatore
Per il circuito raddrizzatore, abbiamo realizzato uno schema del tipo
Figura 7: schema del circuito
Per determinare la tensione di taglio Vγ del diodo, abbiamo considerato la differenza tra la tensione di
entrata e quella di uscita (v. Figura 7); per un ingresso pari a 3V, abbiamo registrato un uscita pari a
2.35V; il valore sperimentale di Vγ é 0.65V.
Successivamente abbiamo invertito il diodo (v. Figura 9) ed abbiamo fornito la stessa funzione in
ingresso (v. Figura 10) e, come era lecito aspettarsi, abbiamo rilevato gli stessi valori (a meno del
segno); in particolare, evidenziamo il valore sperimentale
Vγ = 0.65
7
Figura 8: grafico dell’uscita
Figura 9: schema del raddrizzatore invertito
Figura 10: grafico dell’uscita del raddrizzatore invertito
8
Limitatore
Per il circuito limitatore, abbiamo realizzato lo schema in Figura 11.
Figura 11: schema del circuito
Per determinare la tensione di taglio Vγ del diodo, abbiamo considerato la differenza tra la tensione di
ingresso e quella ai capi del diodo (v. Figura 12); per un ingresso pari a 3V, abbiamo registrato un uscita
pari a 0.7V.
Figura 12: grafico dell’uscita
Il passo seguente é stato l’inserimento di un generatore di tensione continua in serie al diodo secondo
lo schema di Figura 13, ed abbiamo osservato come la tensione di taglio del circuito vari in relazione
alla variazione della componente continua (Figura 14).
9
Figura 13: schema del circuito
Figura 14: grafico dell’uscita del limitatore di livello
10
Successivamente abbiamo girato il diodo (v. Figura 15) ed abbiamo graficato l’andamento dell’uscita (v. Figura 16).
Figura 15: schema del limitatore invertito
Figura 16: grafico dell’uscita del limitatore invertito
Di qui, abbiamo nuovamente inserito un generatore di tensione continua in serie al diodo secondo lo
schema di Figura 17,
ed abbiamo osservato come la tensione di taglio del circuito vari in relazione alla variazione della componente continua (v. Figura 18).
11
Figura 17: schema del limitatore d livello invertito
Figura 18: grafico dell’uscita del limitatore di livello invertito
12
Raddrizzatore con condensa tore di filtro
Per il circuito, abbiamo realizzato lo schema in figura.
Figura 19: schema del circuito
Da notare che ad una frequenze di 500Hz abbiamo osservato una tensione di uscita continua (v. Figura 20).
Figura 20: uscita del circuito raddrizzatore con condensatore di filtro
13
Nuovamente abbiamo invertito il diodo (v. Figura 21) e registrato l’uscita (v. Figura 22).
Figura 21: schema del circuito raddrizzatore con condensatore di filtro invertito
Figura 22: uscita del circuito circuito raddrizzatore con condensatore di filtro invertito
14
Il passo successivo é stato quello di inserire una resitenza di 1kΩ in parallelo (v. Figura 23) ed
abbiamo osservato la scarica del condensatore (v. Figura 24).
Figura 23: schema del circuito circuito raddrizzatore con condensatore di filtro con la resitenza in
parallelo
Figura 24: uscita del circuito circuito raddrizzatore con condensatore di filtro con la resitenza in
parallelo
15
Per esaustivitá di comprensione, abbiamo realizzato lo schema in Figura 25 e ovviamente abbiamo
rilevato l’uscita (v. Figura 26).
Figura 25: schema del circuito circuito raddrizzatore con condensatore di filtro con la resitenza in
parallelo (diodo invertito)
Figura 26: uscita del circuito circuito raddrizzatore con condensatore di filtro con la resitenza in
parallelo (diodo invertito)
16
CLAMPER
Per il circuito, abbiamo realizzato lo schema in figura.
Figura 27: schema del circuito
Abbiamo osservato come la tensione di uscita si agganci a 0.9V (v. Figura 28).
Figura 28: uscita dell’agganciatore di tensione
17
Nuovamente abbiamo invertito il diodo (v. Figura 29) e registrato l’uscita (v. Figura 30).
Figura 29: schema dell’agganciatore di tensione invertito
Figura 30: uscita dell’agganciatore di tensione invertito
18
Il passo successivo é stato quello di inserire in serie al diodo un generatore in continua di 1V (v.
Figura 31) ed abbiamo nuovamente osservato l’uscita (v. Figura 32).
Figura 31: schema dell’agganciatore di livello
Figura 32: uscita dell’agganciatore di livello
19
Per esaustivitá di comprensione, abbiamo realizzato lo schema in Figura 33 e ovviamente abbiamo
rilevato l’uscita (v. Figura 34).
Figura 33: schema dell’agganciatore di livello (diodo invertito)
Figura 34: uscita dell’agganciatore di livello (diodo invertito)
20
Raddrizzatore a doppia semionda
Per il circuito, abbiamo realizzato lo schema in Figura 35
Figura 35: schema del raddrizzatore a doppia semionda
ed abbiamo osservato la funzione di uscita rappresentata in Figura 36.
Figura 36: uscita del raddrizzatore a doppia semionda
Abbiamo registrato una caduta di tensione massima sulla resistenza pari a a 1.72V, in accordo con la
previsione teorica che prevede un taglio pari a a 2Vγ (avendo 2 diodi in serie). Essendo 2Vγ =1.28V,
1, 28
Vγ ∼
V = 0.64V
=
2
Note sul circuito: per effettuare le misure, é stato necessario utilizzare due sonde per evitare che la
terra della sonda e la terra del generatore mettessero in corto una coppia di diodi.
21
Esperienza n. 4
Studio delle curve caratteristiche del
transistor 2N2222 (BJT)
Per il circuito raddrizzatore, abbiamo realizzato uno schema del tipo
Figura 37: schema del circuito
La tensione di ingresso Vbb é stata variata da 2V sino a 3.5V per ottenere una corrente di base costante
al variare di Vcc tra 0 e 20 Volt.
Sono stati ricavati i seguenti valori sperimentali, ottenuti per valori della corrente di base rispettivamente pari a 0.5µA, 15µA, 30µA e 45µA.
Ib
→
Vce
0.0050
0.0100
0.0250
0.0350
0.0600
...
5µA
Ic1
0.00
0.0100
0.0400
0.0600
0.1400
...
15µA
Ic2
0.00
0.0500
0.1300
0.2200
0.5100
...
22
30µA
Ic3 A
0.0020
0.0700
0.2600
0.4600
1.0400
...
45µA
Ic4 A
0.0300
0.1100
0.4100
0.7300
1.6600
...
Ib
→
Vce
...
0.0750
0.0800
0.0850
0.0950
0.1000
0.1050
0.1100
0.1200
0.1350
0.1500
0.1750
0.2000
0.2500
0.3000
0.3500
0.4000
0.5000
0.6000
0.7000
5µA
Ic1
...
0.1900
0.2700
0.2900
0.3300
0.3400
0.3600
0.3700
0.3900
0.4200
0.4300
0.4500
0.4700
0.4700
0.4750
0.4750
0.4750
0.4800
0.4800
0.4850
15µA
Ic2
...
0.7600
0.8700
0.8900
1.0600
1.0900
1.1600
1.1800
1.3000
1.3900
1.4600
1.4900
1.5300
1.5500
1.5500
1.5500
1.5500
1.5600
1.5600
1.5700
30µA
Ic3 A
...
1.5200
1.7000
1.8800
2.1900
2.2700
2.4600
2.5000
2.7400
2.9200
3.0500
3.1700
3.2200
3.2500
3.2600
3.2700
3.2800
3.2800
3.2800
3.2900
45µA
Ic4 A
...
2.3700
2.5800
2.7800
3.2500
3.4900
3.6400
3.8400
4.1000
4.4100
4.6600
4.8400
4.9300
5.0200
5.0400
5.0500
5.0600
5.0700
5.0700
5.0800
dai quali é stato ricavato il seguente grafico:
Figura 38: curve Vce -Ic caratteristica
Dai dati sperimentali abbiamo potuto ricavare i valori di hf e , hoe e Rsat .
23
Per hf e
hf e =
Ic
Ib
→
per
Ib = 5µA
per
Ib = 15µA
→
hf e
per
Ib = 30µA
→
hf e
per
Ib = 45µA
→
hf e
485
= 97
5
1570
= 104
=
5
3290
=
= 109.6
5
5080
= 112.8
=
5
hf e =
(
Per hoe
per
hoe
∆I
=
∆V
per
Ib = 5µA
Ib = 15µA
I1 = 0.475mA
I2 = 0.485mA
hoe = 2.5.10−5 s
I1 = 1.55mA
I2 = 1.57mA
→
V1 = 0.3V
V2 = 0.7V
hoe = 5.10−5 s
I1 = 3.26mA
I2 = 3.29mA
hoe = 7.5.10−5 s
I1 = 5.04mA
I2 = 5.08mA
hoe = .10−4 s
V1 = 0.3V
V2 = 0.7V
→
per
Ib = 30µA
→
V1 = 0.3V
V2 = 0.7V
per
Ib = 45µA
→
V1 = 0.3V
V2 = 0.7V
→
V1 = 0.06V
V2 = 0.12V
Per Rsat
Rsat
∆V
=
∆I
per
Ib = 5µA
per
Ib = 15µA
per
per
Ib = 30µA
Ib = 45µA
I1 = 0.14mA
I2 = 0.39mA
Rsat = 240Ω
V1 = 0.06V
V2 = 0.12V
I1 = 0.51mA
I2 = 1.30mA
→
I1 = 1.04mA
I2 = 2.74mA
→
V1 = 0.06V
V2 = 0.12V
I1 = 1.66mA
I2 = 4.10mA
→
V1 = 0.06V
V2 = 0.12V
24
Rsat = 76Ω
Rsat = 35Ω
Rsat = 24.5Ω
Esperienza n. 5
Analisi di un amplificatore ad emettitore
comune
Per il circuito amplificatore ad emettitore comune, abbiamo realizzato uno schema del tipo
Figura 39: schema del circuito
Senza il carico Rl ed il segnale Vin abbiamo calcolato il punto di lavoro:
Vce = 5.45V
Vbe = 0.65V
Ib = 52.21µA
Ic = 6.330mA
Ie = −6.382mA
Successivamente abbiamo inserito il segnale Vin e trovato la frequenza di taglio e il guadagno, utilizzando come carico la resistenza di polarizzazione Rc :
Av |vuoto =
2.00V
= 200
0.01V
ft = 20Hz
(a vuoto).
Dalla frequenza di taglio possiamo ricavare la resistenza di ingresso (Ri ∼
= hie ) del transitor:
ft =
1
2πC(hie + Rs )
→
hie =
25
1
− 50 = 745Ω
2πCft
In accordo con le previsioni teoriche abbiamo trovato un valore di hie dell’ordine del kΩ.
Dall’espressione del guadagno, conoscendo hie possiamo trovare il valre di hf e :
Av = h f e
Rc
hie + Rs
→
hf e =
Av |vuoto (hie + Rs )
= 159.15
Rc
Inserito il carico Rl (Rl = RC ), notiamo che il guadagno si é circa dimezzato, in accordo con le
precisioni teoriche:
Av |carico =
1.00V
= 100
0.01V
poiché Rl //Rc = Rc //Rc =
Av |carico = hf e
Rc
2 .
26
hf e
Rl //Rc
Rc
1
=
= Av |vuoto
hie + Rs
2 hie + Rs
2
Esperienza n. 6
Analisi di un amplificatore a base comune
Per il circuito amplificatore a base comune, abbiamo realizzato uno schema del tipo
Figura 40: schema del circuito
Senza il carico Rl ed il segnale Vin abbiamo calcolato il punto di lavoro:
Vcb = −5.77V
Vbe = 653mV
Ic = −632mA
Ie = 631mA
Ib = −0.9µA
Successivamente abbiamo inserito il segnale Vin e trovato la frequenza di taglio e il guadagno, utilizzando come carico la resistenza di polarizzazione Rc :
3.4V
= 170
ft = 300Hz
20mV
Dalla frequenza di taglio possiamo ricavare la resistenza di ingresso (Ri ∼
= hib ) del transitor:
Av |vuoto =
ft =
1
→
2πC(hib + Rs )
hib =
1
− 50 = 3.05Ω
2πCft
Dall’espressione del guadagno, conoscendo hib possiamo calcolare il valore di hf b :
Av = h f b
Rc
hib + Rs
→
hf b =
27
Av |vuoto (hib + Rs ) ∼
= 0.9
Rc
e come ci si attendeva, il valore di hf b é vicino all’unitá.
Inserito il carico Rl (Rl = RC ), notiamo che il guadagno si é circa dimezzato, in accordo con le
precisioni teoriche:
Av |carico =
1.8V
= 90
20mV
poiché Rl //Rc = Rc //Rc =
Av |carico = hf b
Rc
2 .
28
hf b
Rc //Rl
Rc
1
=
= Av |vuoto
hib + Rs
2 hib + Rs
2
Esperienza n. 7
Analisi di un amplificatore a due stadi
Per il circuito amplificatore a due stadi, abbiamo realizzato uno schema del tipo
Figura 41: schema del circuito
Innanzitutto abbiamo montato solo il primo stadio (quindi escludendo il 2o ) senza segnale d’ingresso,
cosı́ da calcolare il punto di lavoro
Vbe = 692.17mV
Vce = 5.786V
Ib = 34.27µA
Ic = 6.214mA
Ie = −6.248mA
Il passo successiovo stato inserire il segnale per calcolare il guadagno sulla resistenza di collettore Rc :
Av =
1.55V
= 155
0.01mV
29
Dopo aver trovato questi valori, escludiamo il segnale Vin e, montato il secondo stadio, calcoliamo il
punto di lavoro dei due transistor:
Vbe1 = 692.17mV
Vbe2 = 5.55 − 4.8 = 0.75V
Vce1 = 5.50V
Vce2 = 7.2V
Ib1 = 34.27µA
Ib2 = 255.44µA
Ie1 = −6.229mA
Ie2 = 48mA
Ic1 = 6.195mA
Ic2 = 47.74mA
Abbiamo terminato l’esperienza trovando il guadagno sul carico Rl (naturalmente inserendo il segnale
Vin ):
1.2V
Av =
= 120
0.01mV
e il nuovo guadagno sul collettore del primo transistor:
Av |1o transistor =
1.4V
= 140
0.01mV
Note sul circuito: é stato necessario inserire il condensatore C, di elevata capacitá, per evitare che
il circuito entri in risonanza a causa delle induttanze parassite, fornendogli un agevole via di fuga verso
massa.
30
Esperienza n. 8
Curve caratteristiche MOSFET
Per analizzare le curve caratteristiche del MOSFET, abbiamo realizzato uno schema del tipo
Figura 42: schema del circuito
Utilizzando due generatori di tensione, un amperometro ed un voltometro, abbiamo registrato le caratteristiche del MOSFET, variando Vds per ottenere una Vge costante.
Vgs1 = 2V
Ids1 (mA) Vds1 (V )
0.00
0.00
...
...
Vgs2 = 2.5V
Ids2 (mA) Vds2 (V )
0.00
0.00
0.015
1.227
0.030
...
2.430
...
31
Vgs3 = 3V
Ids3 (mA) Vds3 (V )
0.00
0.00
0.0050
0.700
0.0100
1.600
0.0150
2.300
0.0200
3.300
0.0250
4.100
0.0300
4.960
...
...
Vgs1 = 2V
Ids1 (mA) Vds1 (V )
...
...
0.05
0.10
Vgs2 = 2.5V
Ids2 (mA) Vds2 (V )
...
...
0.045
3.570
0.060
4.610
0.075
5.470
0.085
0.090
0.095
0.100
6.070
6.370
6.650
6.910
0.110
0.115
0.120
0.125
0.130
7.410
7.660
7.900
8.140
8.360
8.810
9.220
2.47
3.290
0.15
3.560
0.140
0.150
0.20
3.690
0.200
10.960
0.25
3.770
0.250
12.190
0.30
3.770
0.300
13.160
0.35
0.40
...
3.810
3.810
...
0.350
0.400
...
13.770
14.220
...
32
Vgs3 = 3V
Ids3 (mA) Vds3 (V )
...
...
0.0350
5.670
0.0400
6.470
0.0450
7.230
0.0500
8.080
0.0550
8.900
0.0600
9.660
0.0650
10.500
0.0700
11.270
0.0750
12.010
0.0800
12.800
0.0850
13.490
0.0900
14.320
0.0950
15.030
0.1000
15.740
0.1050
16.550
0.1100
17.230
0.1150
17.910
0.1200
18.640
0.1250
19.400
0.1300
20.900
0.135
8.590
0.140
21.500
0.150
22.800
0.160
24.200
0.170
25.600
0.180
26.900
0.190
28.300
0.200
29.600
0.210
30.800
0.220
32.100
0.230
33.500
0.240
34.700
0.250
35.700
0.260
36.800
0.270
38.000
0.280
39.200
0.290
40.300
0.300
41.400
0.310
42.400
0.320
43.400
0.330
44.400
0.340
45.500
0.350
46.400
0.400
55.000
...
...
Vgs1 = 2V
Ids1 (mA) Vds1 (V )
...
...
0.50
0.60
0.70
0.80
0.90
3.820
3.830
3.850
3.860
3.870
1.50
3.880
3.00
3.900
6.00
3.930
8.00
3.940
10.00
4.000
12.00
4.000
14.00
15.00
16.00
4.020
4.030
4.050
18.00
19.00
4.070
4.090
Vgs2 = 2.5V
Ids2 (mA) Vds2 (V )
...
...
0.500
14.790
0.700
15.200
0.900
15.390
1.100
1.500
2.000
15.500
15.620
15.800
4.000
16.290
6.000
7.000
8.000
9.000
10.000
11.000
12.000
13.000
14.000
15.000
16.000
17.000
18.000
19.000
17.100
17.530
18.130
18.760
19.660
20.200
20.900
21.500
22.300
22.800
23.900
25.000
25.800
26.700
33
Vgs3 = 3V
Ids3 (mA) Vds3 (V )
...
...
0.450
55.100
0.500
58.700
0.600
64.500
0.700
68.700
0.800
71.600
0.900
73.800
1.000
75.000
1.500
2.000
2.5000
3.000
4.000
5.0000
6.000
7.000
8.000
9.000
10.000
77.000
78.200
79.000
79.700
80.700
81.800
84.200
85.000
86.200
87.600
89.000
Interpolando i valori della tabella precedente, si possono graficare le curve caratteristiche:
Figura 43: curve desunte dai valori in tabella
Il seguente grafico rappresenta invece il valore della corrente di DRAIN in funzione dei valori Vgs .
Figura 44: curva Id − Vgs
34
Dai dati sperimentali é stato possibile calcolare la trasconduttanza del dispositivo:
gm =
∆Id
∆Vgs
Ad esempio:
1o caso
Id1 = 2.9mA Vgs1 = 2.2V
Id2 = 9.2mA Vgs2 = 2.4V
Id2 = 9.2mA Vgs1 = 2.4V
Id3 = 19.4mA Vgs2 = 2.6V
gm =
Id2 − Id1
= 31.5.10−3 S
Vgs2 − Vgs1
gm =
Id3 − Id2
= 42.10.10−3 S
Vgs3 − Vgs2
2o caso
Successivamente abbiamo calcolato la pendenza delle curve nel tratto iniziale Rch (resistenza di channel):
∆Vds
Rch =
(in interdizione)
∆Id
Distinguiamo i differenti casi:
Vgs = 2.0V
Ids1 = 2.47mA Vgs1 = 0.05V
Ids2 = 3.56mA Vgs2 = 0.15V
Rch =
(0.15 − 0.05)V
= 91.7Ω
(3.56 − 2.47)mA
Vgs = 2.5V
Ids1 = 3.57mA Vgs1 = 0.35V
Ids2 = 13.77mA Vgs2 = 0.045V
Rch =
(0.35 − 0.045)V
= 30Ω
(13.77 − 3.57)mA
Vgs = 3V
Ids1 = 8.08mA Vgs1 = 0.05V
Ids2 = 46.4mA Vgs2 = 0.35V
Rch =
(0.35 − 0.05)V
= 7.82Ω
(46.4 − 8.08)mA
Dalla pendenza nella zona attiva, é stato possibile ricavare il valore di Ro :
Ro =
∆Vds
∆Id
(in saturazione)
Distinguiamo i differenti casi:
35
Vgs = 2.0V
Ids1 = 4mA
Vgs1 = 10V
Ids2 = 4.02mA Vgs2 = 14V
Ro =
(14 − 10)V
= 200kΩ
(4.02 − 4)mA
Vgs = 2.5V
Ids1 = 19.66mA Vgs1 = 10V
Ids2 = 22.8mA Vgs2 = 15V
Ro =
(15 − 10)V
= 1.592kΩ
(22.88 − 19.66)mA
Vgs = 3V
Ids1 = 81.8mA Vgs1 = 5V
Ids2 = 89mA Vgs2 = 10V
Ro =
36
(10 − 5)V
= 694.5Ω
(89 − 81.8)mA
Esperienza n. 9
Amplificatore MOSFET a common source
Per il circuito amplificatore MOSFET a common source, abbiamo realizzato uno schema del tipo
Figura 45: schema del circuito
Senza segnale di ingesso e senza carico abbiamo trovato il punto di lavoro:

Vgg = 2.816V 
Vgs = Vgg − Vss = 2.352V
Vdd = 7.34V
→
Vds = Vdd − Vss = 6.876V

Vss = 0.464V
e
Id = −Is = 4.68mA
Note sul circuito
1. La resistenza di source Rss ha l’effetto di stabilizzare il circuito con un feedback negativo: quando aumenta la temperatura del transistor la corrente di drain aumenta (e quindi anche quella di
source); l’aumento della corrente di source provoca una maggiore caduta di potenziale su Rss ,
che abbassa il valore di Vgs e, quindi, anche quello di Id , riducendo la variazione di Id con la
temperatura (e quindi con gm che é il principale parametro dipendente dalla temperatura).
37
2. Per polarizzare il gate del transistor siamo costretti ad utilizzare le due resistenze Rg1 e Rg2 (a
differenza del BJT in cui possiamo utilizzare anche una sola resistenza). Se avessimo utilizzato
solo la resistenza Rg1 , poiché nel gate non scorre corrente, la tensione di gate sarebbe coincidente
con Vdd , e nella resistenza Rg1 non scorrerebbe corrente.
3. Abbiamo utilizzato il condensatore Cs in parallelo a Rss per mettere a massa il source (per il
segnale). Utilizziamo Cs molto grande per evitare che la sua frequenza di taglio sia troppo alta.
−2.75V
= −13.75V
0.2V
−5.7V
=
= −28.5V
0.2V
Av |carico =
Av |vuoto
Poiché
Av |vuoto = −gm Rd
→
gm = −
Av |vuoto
= 28.5.10−3 S
Rd
4. Per quanto riguarda la frequenza di taglio, abbiamo notato la dipendenza da Cs : senza carico, la
1
∼
frequenza di taglio é di circa 200kHz invece del valore teorico ft =
=
2πCg (Rg1 //Rg2 + Rs )
2Hz. Come dimostrazione, abbiamo provato a cambiare le due resistenze Rg1 e Rg2 in modo
tale che il loro rapporto rimanga 3,3:1, ma il loro parallelo sia piú piccolo:
Rg10 = 3.3kΩ
→ Rg10 //Rg20 ≤ Rg1 //Rg2
Rg20 = 1kΩ
Il valore della frequenza di taglio rimane circa 20kHz a dispetto del valore teorico
1
∼
ft =
= 20Hz, a dimostrazione che il valore della frequenza di taglio
2πCg (Rg1 //Rg2 + Rs )
dipende da Cs .
38
Esperienza n. 10
Per questa esprerienza abbiamo realizzato due schemi (v. Figura 46 e Figura 47)
Senza segnale di ingesso e senza carico abbiamo trovato il punto di lavoro:

Vcc = 8.37V 
Vbe = Vbb − Vee = 1.28V
Vee = 0.37V
→
Vce = Vcc − Vee = 8V

Vbb = 1.65V
Il passo successivo é stato inserire il segnale per calcolare il guadagno:
Ib = 30.8µA
Ic = 3.67µA
Note sul circuito La resistenza di Re ha l’effetto di stabilizzare il circuito (feedback negativo - v.
esperienza no 9). Dal momento che non utilizziamo un condensatore per mettere a massa l’emettitore
(per il segnale) la resistenza Re deve essere un compromesso tra stabilitá (piú) é alta, piú il circuito é
stabile) e guadagno (piú é bassa, piú alto é il guadagno).
1. Senza carico
Vin = 40mV
Vout = −400mV
→
Av =
− 400mV
= −10
40mV
e infatti il guadagno di un amplificatore ad emettitore comune con resistenza sull’emettitore é
Av = −
Rc //Rl 1kΩ//∞
=
= −10
Re
100Ω
La frequenza di taglio per questo circuito é ft = 10Hz.
2. Carico sul collettore
Vin = 40mV
Vout = −180mV
→
Av = −
− 180mV
= −4.5
40mV
e infatti il guadagno di un amplificatore ad emettitore comune con resistenza sull’emettitore é
Av = −
Rc //Rl
= −5
Re
La frequenza di taglio per questo circuito é ft = 12Hz.
39
Figura 46: schema del circuito con carico sul collettore
Figura 47: schema del circuito con carico sull’emettitore
3. Carico sull’emettitore
Vin = 40mV
Vout = −32mV
→
Av =
− 32mV
= −0.8
40mV
La frequenza di taglio per questo circuito é ft = 150Hz.
La frequenza di taglio senza carico permette di calcolare la resistenza di ingresso vista dalla base:
ft =
1
2πCb (Ri + 50)
→
40
Ri =
1
− 50 = 1.54kΩ
2πCb ft