Il BJT in regime dinamico a piccolo segnale +10 V v be(t) 0.008 V RC 3.3 k t v (t) iC i -0.008 V CE 6.7 V + B t v CE 5V + 0.700 V + - v - + - V be vBE 3.3 V - BE BJT biased in the forward-active region by the voltage source VBE. A small triangular signal voltage vbe is applied in series with VBE and generates a similar waveform at the collector vBE = VBE + vbe vCE = 10 – iC RC iB = IB + ib Se le variazioni sono piccole rispetto alle correnti e alle tensioni di polarizzazione, si avrà alla porta di uscita una replica amplificata e non distorta del segnale di ingresso. Si opera cioè in regime lineare o di piccolo segnale. Nel circuito di figura, che è un BJT in configurazione CE, si nota che la tensione collettore-emettitore diminuisce quando la tensione base-emettitore, ovvero la corrente di base, aumenta. Vi è cioè, insieme all’amplificazione della forma d’onda, l’introduzione di uno sfasamento di 180° fra il segnale d’ingresso e quello di uscita. 4.0mA t VBE= 0.717 V I = 30 uA B C 3.0mA o l l e c t o r 2.0mA Vce(t) V = 0.708 V BE I = 20 uA B C u r r e n t 1.0mA vbe(t) Q-point t V = 0.700 V BE I = 15 uA B V = 0.692 V BE I = 10 uA B Load Line 0A 0V 2V 4V 6V 8V 10V 12V Collecter-emitter Voltage Load line, Q-point and signals for the CE circuit Il funzionamento di un BJT in regime lineare può essere analizzato con l’ausilio di un modello circuitale che utilizza parametri circuitali in forma di impedenze, ammettenze e generatori controllati. La tipologia di questi parametri dipenderà dalla scelta delle variabili indipendenti che viene fatta alla porta d’ingresso e alla porta di uscita. Individuando come variabili dipendenti le correnti i1 e i2 e come variabili indipendenti le tensioni v1 e v2, la descrizione del comportamento in regime lineare sarà effettuata per mezzo dei parametri Y: i1 i2 + + 1 y v y v 11 1 12 2 1 y y v 21 1 v 2 22 - - The y-parameter representation for a two-port network i1 = y11v1 + y12 v2 i2 = y21v1 + y22 v2 costituisce la descrizione analitica dei legami fra tensioni e correnti in questo modello ic + ib Q + v be v ce - - Two-port representation of the npn transistor ib = y11vbe + y12 vce ic = y21vbe + y22 vce queste grandezze rappresentano le componenti variabili delle tensioni e delle correnti totali, ovvero le piccole variazioni rispetto ai valori corrispondenti al punto di polarizzazione. I parametri y che individuano il comportamento del dispositivo in regime di piccolo segnale saranno legati al punto di polarizzazione e determinati come segue: y11 = ib/vbe @ vce = 0 y12 = ib/vce @ vbe = 0 y21 = ic/vbe @ vce = 0 y22 = ic/vce @ vbe = 0 ciò equivale a calcolare la derivata parziale di ciascuna corrente rispetto a ciascuna tensione intorno al punto di polarizzazione. Quindi i parametri a piccolo segnale dipendono dal punto di polarizzazione e vengono anche definiti parametri differenziali. In un buon BJT possiamo ritenere trascurabile l’effetto del generatore y12 vce cioè sostituirlo con un circuito aperto, semplificando il circuito equivalente. Per quanto riguarda il parametro y11 si ha: y11 = IC / o VT dove o è definito guadagno per piccoli segnali a emettitore comune ed è legato all’andamento del guadagno di corrente in continua F in funzione della corrente di collettore F o > o< F F i C IM DC current gain F versus current for the BJT Il guadagno o quindi non è costante e tale che o>F per IC< IM mentre o < F per IC > IM . E’ esattamente uguale a F per IC = IM dove la derivata della funzione F ( IC ) si annulla. Definendo i seguenti parametri: Transconduttanza: gm = y21 = IC/VT Resistenza differenziale d’ingresso: r = 1/y11 = o/gm Resistenza differenziale di uscita: r= 1/y22 = (VA + VCE )/ IC si arriva alla rappresentazione mediante il modello cosiddetto a ibrido per piccoli segnali. Ancora una volta si noti come i parametri sono dipendenti dalla scelta del punto di polarizzazione. La transconduttanza è direttamente proporzionale alla corrente di collettore, mentre le resistenze differenziali d’ingresso e di uscita sono inversamente proporzionali alla corrente di collettore. La resistenza differenziale mostra una debole dipendenza dalla tensione collettore-emettitore (generalmente, infatti, VA >>VCE). Dalle espressioni relative ai parametri ibridi si evidenzia il legame o = gm r ic ib B + + v be C r r g v m be - v ce E Hybrid- small-signal model for the intrinsic bipolar transistor Si definisce inoltre il fattore di amplificazione f dato da: f = gm ro = (VA + VCE )/ VT Esso rappresenta il massimo guadagno di tensione che un dato transistore può fornire e non varia in funzione della polarizzazione. ib B C i B ic b C + v r be g v r m be r oib r (a) (b) E E Two equivalent forms of the BJT small-signal model (a) Voltage-controlled current source model (b) Current-controlled current source model Modello lineare a parametri h v1 = h11i1 + h12 v2 i2 = h21i1 + h22 v2 vbe = hieib + hre vce CE ic = hfeib + hoe vce i1 + v 1 i2 h 11 h v 12 2 h i 21 1 1 h 22 + v 2 - General two-port h-parameter representation Da un punto di vista operativo si definisce il BJT in funzionamento a piccoli segnali (condizione di linearità) quando: vbe << 2VT |vbe| ≤ 5 mV che comporta ic / IC = 0.2 cioè una variazione della corrente di collettore pari al 20%. IC iB iC ic V CC ib IB NPN DC bias and signal currents for the npn transistor Nell’analisi dei circuiti in regime dinamico lineare si sostituirà al BJT il suo modello equivalente con valori appropriati degli elementi (dipendenti dal punto di polarizzazione) e si ricaveranno le prestazioni del circuito complessivo considerando anche l’effetto dei componenti esterni. Tale analisi viene condotta considerando: a) i generatori di tensione continua e i condensatori come dei cortocircuiti b) i generatori di corrente continua e gli induttori come dei circuiti aperti L’analisi del circuito in continua, d’altra parte, per la determinazione del punto di polarizzazione viene fatta considerando: a) i condensatori come circuiti aperti b) gli induttori come corto circuiti Questa separazione in due fasi è resa possibile dal principio di sovrapposizione degli effetti, basato sulla condizione di linearità e cioè di piccolo segnale. V R CC = 12 V RC 2 4.3 k 30 k RS C1 • C2 • + R 3 v O 1k v 100 k S R - 1 R 10 k E • C3 1.3 k Common-emitter amplifier circuit employing a bipolar transistor R S Q 1k v s R R R R C 30 k + vo 2 1 10 k 3 4.3 k Thevenin Transformation AC equivalent circuit for the common-emitter amplifier. The common-emitter connection should now be evident. 100 k - R th + Q R 880 v = 0.88 v th R C 3 v o s 4.3 k - 100 k Simplified ac equivalent circuit R B th C + + v g v m be v th be r r - R R C vo 3 E AC equivalent circuit with the bipolar transistor replaced by its small-signal model R th v v th + + be r g v m be R L v - Final equivalent circuit for ac analysis of the common-emitter amplifier o -