Sistemi 3 - Versione integrale
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22-12-2005 08:36 Pagina 1 © RCS LIBRI EDUCATION SPA 0010.frontespizio.qxd 0020.colophon.qxd 15-05-2006 16:48 Pagina 2 Proprietà letteraria riservata © 2006 RCS Libri S.p.A., Milano 1a edizione: gennaio 2006 Ristampe 2006 2007 1 2 3 2008 2009 2010 4 6 8 5 7 9 Fotocomposizione e riproduzioni fotolitiche: Lino 2 - Città di Castello (Pg) Stampa: Officine Grafiche Calderini - Ozzano dell’Emilia (Bo) Redazione: Laura Scarcella Progetto grafico: CD&V - Firenze ISBN 88-528-0221-5 Per i casi in cui non sia stato possibile ottenere il permesso di riproduzione del materiale illustrativo, a causa della difficoltà di rintracciare il destinatario, l’editore è a disposizione degli eventuali aventi causa. Fotocopie per uso personale del lettore possono essere effettuate nei limiti del 15% di ciascun volume/fascicolo di periodico dietro pagamento alla SIAE del compenso previsto dall’art. 68, comma 4, della legge 22 aprile 1941 n. 633 ovvero dall’accordo stipulato tra SIAE, AIE, SNS, e CNA, CONFARTIGIANATO, CASA, CLAAI, CONFCOMMERCIO, CONFESERCENTI il 18 dicembre 2000. Le riproduzioni per uso differente da quello personale potranno avvenire, per un numero di pagine non superiore al 15% del presente volume/fascicolo, solo a seguito di specifica autorizzazione rilasciata da AIDRO, via delle Erbe, n. 2, 20121 Milano, e-mail [email protected] Siamo presenti sul World Wide Web all’indirizzo http://www.calderini.it 0030.prefazione.qxd 22-12-2005 08:37 Pagina 3 Prefazione Il terzo volume della nuova edizione del Corso di Sistemi, rinnovato nell’impianto grafico e nei contenuti, è stato redatto per fornire allo studente le conoscenze teoriche di base e le abilità di progettazione richieste dal mondo del lavoro, nonché per sviluppare quelle capacità di analisi e rielaborazione critica oggi ritenute indispensabili per seguire la varietà e l’evoluzione della realtà tecnologica. A tal fine gli Autori, pur conservando i temi riguardanti la teoria classica dei sistemi di controllo, hanno inteso aggiornare il testo trattando nuovi e rilevanti argomenti, mostrando, inoltre, come le innovazioni tecnologiche richiedano anche l’adozione di nuove metodologie di progettazione, di realizzazione e gestione degli apparati di controllo. In tale prospettiva è significativa la presentazione dei temi relativi all’interfacciamento dei convertitori e dei microcontrollori con la porta USB, all’uso del PLC per il controllo di sistemi trifasi, alla gestione di sistemi automatici di acquisizione e misura con schede professionali della National Instruments, alla progettazione di circuiti di condizionamento per trasduttori ed attuatori utilizzati nei sistemi di controllo. La struttura modulare dell’opera, la semplicità della trattazione, la collocazione degli aspetti matematici più complessi della disciplina in schede integrative e la varietà dei temi presentati consentono al docente di organizzare una programmazione flessibile, di adeguare le strategie formative alle proprie esperienze professionali, ai livelli di apprendimento delle classi e alle risorse disponibili. Molti argomenti sono corredati da esemplificazioni, tabelle, grafici ed esempi di simulazioni al fine di coinvolgere gli studenti con l’immediatezza e la praticità. In questo contesto metodologico assumono rilevanza l’uso del laboratorio, che diventa luogo di apprendimento e punto d’incontro delle diverse discipline, e le proposte di attività sperimentale, finalizzate ad ottenere una partecipazione attiva e interessata degli studenti, una comprensione del concreto rapporto tra le ipotesi formulate, i formalismi matematici, i modelli proposti e l’oggetto reale su cui si eseguono misure, sperimentazioni e verifiche. Gli autori ringraziano le ditte: ARIZONA MICROCHIP TECNOLOGY LTD., produttrice dei microcontrollori PIC. BORLAND INTERNATIONAL, produttrice di C++ Builder. DLP DESIGN, produttrice del modulo DLP-USB245BM. FUTURA ELETTRONICA S.n.c., distributrice dei prodotti Velleman NV FUTURE TECHNOLOGY DEVICE INTL. LIMITED, produttrice dell’FT245BM USB FIFO. MATH WORKS S.r.l., distributrice di MATLAB e SIMULINK MICROSOFT CORPORATION, produttrice di Visual Basic. NATIONAL INSTRUMENTS ITALY S.r.l., produttrice di LabVIEW. PATRUCCO, distributrice di MultiSIM e UltiBOARD. SIEMENS S.P.A., produtrice dei PLC della serie S7-200. SOFTEC ITALIA S.r.l., distributrice dei prodotti SofTec Microsystems. TEORESI. 3 0040.indice.qxd 22-12-2005 08:38 Pagina 4 Indice Unità 1 1.1 1.1.1 1.1.2 1.1.3 1.1.4 1.1.5 1.1.6 1.1.7 Unità 2 2.1 Trasduttori di temperatura ..................... 8 Trasduttori di temperatura analogici .... 9 Il trasduttore PT100 (RTD) ...................... 9 Il termistore NTC ................................... 14 Il trasduttore KTY .................................. 15 Il trasduttore integrato AD590 ............ 18 Il trasduttore LM35 ............................... 21 Il trasduttore TMP01 ............................. 22 Termocoppie .......................................... 24 Trasduttori di posizione ........................ 27 Trasduttore di posizione lineare. Potenziometro ....................................... 27 2.2 Trasduttore di posizione angolare (potenziometro rotativo) ...................... 28 2.3 Trasduttore di posizione lineare a trasformatore differenziale .................. 30 2.3.1 Circuito di condizionamento del trasduttore LVDT con l’integrato AD598 32 2.3.2 Circuito di condizionamento per il trasduttore LVDT con l’integrato AD698 35 Unità 3 Trasduttori di umidità ........................... 36 3.1 Trasduttore di umidità (capacitivo) ...... 36 3.2 Trasduttore di umidità (resistivo) ......... 37 3.3 Trasduttore di umidità HIH3605A ........ 39 3.4 Trasduttore di umidità (modulo integrato) ............................................... 40 Unità 4 Trasduttori fotoelettrici ........................ 41 4.1 Il fotoresistore NORPS-12 ..................... 41 4.2 Il fotodiodo ............................................ 43 4.2.1 Il fotodiodo IPL10020 ............................ 44 4.2.2 Il fotodiodo BPW34 ............................... 45 4.2.3 Il fotodiodo OSD15-5T .......................... 46 4.3 Il fototransistor ...................................... 47 Unità 5 Trasduttori ad effetto Hall ................... 49 5.1 Il trasduttore ad effetto Hall UGN3503 50 5.2 Il trasduttore di corrente ad effetto Hall . 54 Unità 6 Trasduttori di forza ............................... 57 6.1 Estensimetri metallici ............................ 57 6.2 Trasduttore dinamometrico .................. 60 Unità 7 Trasduttori di pressione ........................ 63 7.1 Trasduttore di pressione piezoresistivo 63 7.2 Trasduttori di pressione serie KP100 .... 64 7.3 Trasduttore di pressione differenziale . 65 Unità 8 Trasduttori di gas .................................. 67 8.1 Il trasduttore TGS813 ............................ 68 8.2 Trasduttore per monossido di carbonio NAP-11A ................................................. 70 8.3 Trasduttore per ossido di azoto ........... 71 Unità 9 Trasduttori di velocità angolare ........... 73 9.1 Dinamo tachimetrica ............................. 73 9.2 Trasduttore magnetico di velocità ....... 75 Unità 10 Trasduttori digitali ................................ 77 10.1 Trasduttore ON-OFF ad effetto Hall .... 77 10.2 Trasduttore ottico biforcato ................. 78 10.3 Il trasduttore di luminosità TSL220 ...... 79 10.4 Il trasduttore di temperatura digitale SMT160-30 ............................... 80 10.5 Trasduttori di velocità e posizione ....... 81 10.5.1 Trasduttore magnetico di velocità ....... 82 10.5.2 Trasduttore di velocità ad effetto Hall 82 10.5.3 Encoder ottico ....................................... 84 10.6 Trasduttore d’umidità e di temperatura .......................................... 87 4 Unità 11 Attuatori ................................................ 90 11.1 Motore in corrente continua ................ 90 11.2 Controllo della velocità per i motori in C.C. ..................................................... 97 11.2.1 Regolazione della velocità di tipo ON/OFF ....................................... 97 11.2.2 Regolazione della velocità di tipo lineare ........................................ 98 11.2.3 Regolazione della velocità di tipo lineare con tecnica PWM ...................... 99 11.3 Motore passo-passo ............................ 102 Esercizi proposti ............................................. 106 Modulo 2 Sistemi di acquisizione e distribuzione dati © RCS LIBRI EDUCATION SPA Modulo 1 Trasduttori ed attuatori Unità 1 Sistemi di acquisizione dati ................ 108 1.1 Architettura di sistemi di acquisizione e di distribuzione dati ... 108 1.1.1 Sottosistema di misura ........................ 109 1.1.2 Sottosistema di controllo .................... 110 1.1.3 Sottosistema d’uscita .......................... 110 1.2 Catena di acquisizione ad un solo canale ................................................... 110 1.2.1 Rilevamento e condizionamento ....... 111 1.2.2 Convertitore A/D ................................. 113 1.2.3 Massima frequenza del segnale campionabile ....................................... 115 1.2.4 Circuito S/H .......................................... 117 1.2.5 Convertitori A/D con track-hold interno ................................................118 1.3 Campionamento dei segnali .............. 118 1.3.1 Campionamento con ADC e S/H ........ 119 1.3.2 Campionamento con un ADC con track-hold interno ............................... 120 1.4 Architettura di un sistema di acquisizione multicanale .................... 121 Unità 2 Sistemi di distribuzione dati .............. 123 2.1 Sistema di distribuzione dati ad un solo canale ........................................... 123 2.2 Sistema di distribuzione analogico multicanale .......................................... 124 Unità 3 Sistemi distribuiti di I/O ..................... 126 3.1 Sistemi di connessione ........................ 126 Unità 4 Dispositivi commerciali ....................... 129 4.1 Convertitori A/D .................................. 129 4.1.1 Convertitore ADC0804 ........................ 129 4.1.2 Convertitore ADC0820 ........................ 131 4.1.3 Convertitore AD7824 .......................... 132 4.1.4 Convertitore AD1674 a 12 bit ............ 133 4.2 Sample e Hold ..................................... 134 4.3 Multiplexer analogici .......................... 134 4.4 Convertitori D/A .................................. 135 4.4.1 Convertitore AD558 ............................ 135 4.4.2 Convertitore AD7528 .......................... 136 4.5 Convertitore A/D e D/A AD7569 ........ 137 Modulo 3 Interfacciamento dei convertitori Unità 1 Tecniche di interfacciamento dei convertitori .......................................... 140 1.1 Sistemi di acquisizione e distribuzione dati ....................................................... 140 Indice 0040.indice.qxd 1.2 1.2.1 1.2.2 1.2.3 1.3 1.3.1 1.4 1.5 1.6 1.6.1 1.6.2 1.6.3 1.6.4 1.6.5 Unità 2 2.1 2.2 2.3 Unità 3 3.1 3.2 3.3 15-05-2006 16:49 Pagina 5 Interfacciamento delle catene di acquisizione con i microcontrollori .... 141 Catena di acquisizione con ADC0804, S/H e MUX .......................... 141 Catena di acquisizione con ADC0820 143 Catena di acquisizione con AD7824 .. 144 Interfacciamento delle catene di distribuzione con i microcontrollori .. 145 Sistema di distribuzione dati con DAC AD7528 ........................................ 145 Scheda DAQ per bus PCI ..................... 146 Scheda di acquisizione con interfaccia USB .................................... 147 Interfacciamento dei convertitori con la porta USB con il modulo DLP .. 148 Il dispositivo FT245BM USB FIFO ........ 148 Il modulo DLP-USB245M ..................... 149 Gestione del modulo DLP-USB245M .. 151 Alcune funzioni della DLL FTDD2XX .. 151 Interfaccia dell’AD7569 con il modulo DLP-USB245M ...................................... 152 Acquisizione dati in LabVIEW ............ 153 Acquisizione di un segnale analogico 153 Acquisizione multicanale .................... 155 Esercizi svolti ........................................ 157 Distribuzione dati in LabVIEW ........... 164 Distribuzione dati di singoli punti ..... 164 Generazione di forme d’onda ............ 166 Esercizi svolti ........................................ 168 Modulo 4 Microcontrollori PIC Unità 1 1.1 Unità 2 2.1 2.1.1 2.1.2 2.1.3 2.1.4 2.2 2.3 2.3.1 2.3.2 2.3.3 2.4 2.4.1 2.4.2 2.4.3 Unità 3 3.1 3.2 Unità 4 4.1 4.2 4.3 4.3.1 4.3.2 4.3.3 4.3.4 4.4 4.5 Il microcontrollore PIC16F876A .......... 174 Caratteristiche di base del PIC16F876A .174 Moduli periferici del PIC16F876A ....... 179 Il convertitore A/D del PIC16F876A .... 179 I registri ADCON1 e ADCON0 ............. 181 I registri ADRESH e ADRESL ................ 182 Tempo di acquisizione e di conversione .......................................... 183 Acquisizione e generazione d’interrupt ........................................... 184 Il modulo comparatore ....................... 185 I moduli Timer ..................................... 186 Timer0 .................................................. 186 Timer1 .................................................. 187 Timer2 .................................................. 188 Modulo Capture/Compare/PWM ........ 189 Modo Capture ..................................... 189 Modo Compare ................................... 190 Modo PWM .......................................... 190 Programmi applicativi ......................... 191 Programmazione del PIC16F876A ...... 191 Programmi di gestione dei moduli periferici .................................. 193 I microcontrollori PIC18FXXX ............. 200 Il microcontroller PIC18F252 ............... 200 Configurazione dell’oscillatore .......... 201 Organizzazione della memoria .......... 201 Memoria di programma ..................... 202 Memoria dati di tipo RAM ................. 202 Memoria dati tipo EEPROM ............... 203 Registri di uso speciale ........................ 203 Il set di istruzioni ................................. 204 Esempi di programmazione ............... 208 Esercizi proposti .................................. 210 Modulo 5 Sistemi di controllo a tempo continuo Unità 1 Classificazione dei sistemi di controllo .......................................... 212 1.1 Sistemi di controllo a catena aperta .. 213 5 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6 Unità 2 2.1 2.2 Sistemi di controllo a catena chiusa .. 214 Sistemi di controllo on-off .................. 215 Sistemi di controllo feed-forward ...... 216 Sistemi di controllo a microprocessore 216 Funzione di trasferimento .................. 217 Risposta nel dominio del tempo ........ 220 Risposta dei sistemi del primo ordine 220 Risposta dei sistemi del secondo ordine ................................................... 221 2.3 Errore a regime ................................... 225 2.4 Specifiche a regime ............................. 229 2.5 Disturbi additivi ................................... 230 2.6 Sensibilità ............................................. 232 2.7 Esercizi svolti ........................................ 233 Esercizi proposti .................................. 244 Unità 3 Diagrammi polari ................................ 245 3.1 Metodo qualitativo ............................. 245 3.2 Esercizi svolti ........................................ 248 Esercizi proposti .................................. 250 Unità 4 Stabilità .............................................. 251 4.1 Correlazione tra stabilità e posizione dei poli nel piano s ............................. 252 4.2 Criterio di stabilità di Nyquist ............ 254 4.3 Criterio di stabilità di Bode ................ 263 4.4 Margine di fase e margine di guadagno ............................................ 264 4.5 Funzioni di MATLAB per l’analisi della stabilità ................................................ 266 4.6 Specifiche nel dominio della frequenza ............................................ 267 4.7 Criterio di Routh ................................. 268 4.8 Esercizi svolti sul criterio di stabilità di Nyquist ................................................. 273 4.9 Esercizi svolti sul criterio di stabilità di Bode ..................................................... 280 Esercizi proposti .................................. 287 Unità 5 Luogo delle radici ............................... 288 5.1 Costruzione del luogo delle radici ..... 289 5.2 MATLAB ............................................... 291 5.3 Esercizi svolti ........................................ 292 Esercizi proposti ............................................. 303 Unità 6 Tecniche di compensazione ................ 304 6.1 Rete ritardatrice (Phase Lag) .............. 304 6.2 Rete anticipatrice (Phase Lead) .......... 307 6.3 Rete a sella .......................................... 309 6.4 Esercizi svolti ........................................ 311 Esercizi proposti .................................. 328 Unità 7 Regolatori industriali .......................... 329 7.1 Regolatore ad azione proporzionale P ...................................... 329 7.2 Regolatore PI ....................................... 331 7.3 Regolatore PD ..................................... 332 7.4 Regolatore PID .................................... 333 7.5 Progetto dei regolatori PID ................ 335 7.5.1 Metodo Ziegler-Nichols ...................... 335 7.5.2 Metodo analitico della risposta in frequenza ........................................ 335 7.6 Esercizi svolti ........................................ 337 Esercizi proposti .................................. 346 Modulo 6 Sistemi di controllo a tempo discreto Unità 1 Teoria del campionamento ................. 348 1.1 Teoria del campionamento ................. 349 1.2 Ricostruzione di un segnale campionato .......................................... 353 Unità 2 Trasformata zeta ................................. 356 2.1 Poli e zeri nel piano zeta .................... 357 2.2 Antitrasformata zeta .......................... 358 2.2.1 Antitrasformata di una funzione con poli reali semplici ......................... 358 Indice 0040.indice.qxd 15-05-2006 16:49 Pagina 6 2.2.2 Antitrasformata di una funzione con polo reale di molteplicità r = 2 ... 359 2.2.3 Antitrasformata di una funzione con poli complessi coniugati .............. 361 2.3 Esercizi svolti ........................................ 362 Esercizi proposti ............................................. 366 Unità 3 Risposta nel dominio del tempo ........ 367 3.1 Funzione di trasferimento .................. 367 3.2 Algebra degli schemi a blocchi .......... 369 3.2.1 Blocchi in cascata separati da un circuito campionatore ......................... 370 3.2.2 Blocchi in cascata non separati da un circuito campionatore .............. 370 3.2.3 Sistema privo di un circuito campionatore in ingresso ................... 371 3.2.4 Blocchi in retroazione ......................... 371 3.3 Risposta di un sistema del primo ordine ................................................... 372 3.4 Risposta di un sistema del secondo ordine ................................................... 373 3.5 Esercizi svolti ........................................ 376 Esercizi proposti ............................................. 383 Unità 4 Stabilità ................................................ 384 4.1 Stabilità nel piano zeta........................ 384 4.2 Risposta in frequenza ......................... 385 4.3 Funzioni di MATLAB ............................ 386 4.4 Diagramma di Nyquist ........................ 386 4.5 Diagramma di Bode ............................ 387 4.6 Criterio di stabilità di Nyquist ............ 389 4.7 Criterio di stabilità di Bode ................ 391 4.8 Esercizi svolti ........................................ 394 Esercizi proposti ............................................. 403 Unità 5 Tecniche di compensazione ................ 404 5.1 Discretizzazione di un sistema a tempo continuo ............................... 404 5.2 Regolatori PID ..................................... 405 Esercizi proposti ............................................. 412 Modulo 7 Trasferimento di dati a breve distanza Unità 1 Modalità di trasferimento dati .......... 414 1.1 Trasmissione parallela dei dati digitali .................................................. 414 1.2 Trasmissione seriale dei dati digitali .. 414 1.3 Trasmissione di segnali analogici ....... 416 1.4 Metodi e sistemi per la trasmissione . 417 Unità 2 Trasmissione di segnali analogici a breve distanza ................. 418 2.1 Trasmissione di segnali analogici con conversione in frequenza ............ 418 2.2 Trasmissione di segnali analogici con loop di corrente ........................... 419 Unità 3 Interfaccia standard IEEE-488.............. 423 3.1 Caratteristiche del bus GPIB ............... 423 3.2 Gestione di strumenti in LabVIEW ..... 425 Unità 4 Trasmissione seriale asincrona ........... 428 4.1 Struttura dei dati seriali asincroni ..... 428 4.2 Lo standard RS-232/C .......................... 430 4.2.1 I segnali dello standard RS-232/C ....... 430 4.2.2 Alcune caratteristiche dei segnali ...... 431 4.2.3 Modalità di collegamento .................. 431 4.3 L’ACE .................................................... 433 4.3.1 I registri dell’ACE ................................. 433 Unità 5 Trasmissione seriale tra due PC ......... 435 5.1 Collegamento dei PC .......................... 435 5.2 Le API per la comunicazione seriale .. 436 5.3 Utilizzazione delle API con il C++ Builder ....................................... 437 5.4 Utilizzazione del controllo MSCOMM con Visual Basic ................................... 441 6 Unità 6 Trasmissione seriale tra microcontroller e PC ...................................................... 446 6.1 Il modulo USART del microcontrollore 446 6.1.1 Trasmissione asincrona ........................ 448 6.1.2 Ricezione asincrona ............................. 449 6.2 Programmi applicativi ......................... 450 6.2.1 Programmazione del microcontroller 450 6.2.3 Programmazione del PC in Visual Basic 455 6.2.4 Programmazione del PC in C++ Builder 459 Unità 7 Altre interfacce seriali ......................... 464 7.1 STANDARD RS-422 ............................... 464 7.2 STANDARD RS-423 ............................... 464 7.3 STANDARD RS-485 ............................... 464 Esercizi proposti ............................................. 466 Modulo 8 Applicazioni dei PLC Unità 1 Applicazioni con PLC della serie S7-200 ......................................... 468 1.1 Richiami ............................................... 468 1.2 Programmi applicativi ......................... 471 1.2.1 Merker speciali .................................... 472 1.2.2 Contatori veloci ................................... 473 1.2.3 Eventi d’interrupt ................................ 476 1.2.4 Generatore d’impulsi .......................... 477 Unità 2 Avviamento stella-triangolo per motore trifase asincrono................................... 480 8.1 Teleavviamento stella-triangolo ......... 480 Modulo 9 Area di progetto Unità 1 Convertitore A/D dei microcontrollori ST7 ............................ 1.1 Caratteristiche del convertitore A/D .. Unità 2 Controllo PWM .................................... 2.1 Controllo PWM in LabVIEW ............... Unità 3 Applicazione dei microcontrollori PIC ............................ 3.1 Analisi della scheda ............................. 3.2 Alcune caratteristiche delle porte di I/O del microcontrollore ................. 3.3 Interfaccia di un display a 4 cifre con la scheda del microcontrollore .... Unità 4 Interfaccia modulo DLP-USB245M con microcontrollore ........................... 4.1 Collegamento scheda microcontroller – modulo DLP ........... 4.2 Programmi applicativi ......................... 4.2.1 Installazione dei driver per il modulo DLP ......................................... 4.2.2 Programmi del microcontroller .......... 4.2.3 Le funzioni della DLL FTD2XX.dll ....... 4.2.4 Programmi in VB ................................. 4.2.5 Programmi in C++ Builder .................. Unità 5 Controllo di un alimentatore programmabile con scheda K8055...... 5.1 Progetto dell’alimentatore programmabile .................................... 5.2 Collegamento della scheda K8055 con il PC e con l’alimentatore ............ 5.3 Programmi applicativi ......................... 5.3.1 Programma in VB ................................ 5.3.2 Programma in C++ Builder ................. Unità 6 Analizzatore di stati logici con scheda K8055................................. 6.1 Programmi applicativi ......................... 6.1.1 Programma in VB ................................ 486 486 490 491 494 494 496 497 499 499 500 501 501 505 505 511 517 517 520 521 521 522 524 524 525 Indice 0050.M01_Apertura.qxd 15-05-2006 16:50 Pagina 7 ed attuatori UNITÀ 1. Trasduttori di temperatura UNITÀ 2. Trasduttori di posizione UNITÀ 3. Trasduttori di umidità UNITÀ 4. Trasduttori fotoelettrici UNITÀ 5. Trasduttori ad effetto Hall UNITÀ 6. Trasduttori di forza UNITÀ 7. Trasduttori di pressione UNITÀ 8. Trasduttori di gas UNITÀ 9. Trasduttori di velocità angolare UNITÀ 10. Trasduttori digitali UNITÀ 11. Attuatori PREREQUISITI Modulo 1 Trasduttori ed attuatori © RCS LIBRI EDUCATION SPA Modulo 1. Trasduttori ❿ Conoscenza delle unità di misura, delle gran- dezze elettriche e fotometriche ❿ Saper risolvere i problemi relativi alle reti eletU. 1 U. 11 Trasduttori temperatura U. 3 Trasduttori umidità U. 5 Trasduttori effetto Hall U. 7 Trasduttori pressione U. 9 Trasduttori velocità angolare U. 2 Trasduttori posizione U. 4 Trasduttori fotoelettrici U. 6 Trasduttori forza U. 8 Trasduttori gas U. 10 Trasduttori digitali Attuatori triche lineari e non lineari ❿ Conoscenza delle caratteristiche dei transistor ❿ Conoscenza dei principali dispositivi integrati utilizzati per l’elaborazione di segnali analogici ❿ Conoscenza dei fondamentali circuiti lineari con A.O. ❿ Conoscenza delle caratteristiche degli amplifi- catori per strumentazione OBIETTIVI ❿ Conoscere le caratteristiche dei trasduttori ❿ Saper valutare se un trasduttore richiede un cir- cuito di linearizzazione e saperne dimensionare i componenti ❿ Saper dimensionare il circuito di condizionamento ❿ Saper ottimizzare i componenti per un circuito di condizionamento ❿ Conoscere gli azionamenti dello specifico attuatore ❿ Saper strutturare e dimensionare il circuito pilota di potenza di un attuatore 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:51 Pagina 8 unità 1. Trasduttori di temperatura Il sensore o trasduttore (➜ Volumi 1 e 2) è un dispositivo essenziale in un sistema di controllo o acquisizione dati. Controlli di sistemi, ad esempio, sono: quello della temperatura dell’acqua all’interno di un radiatore, quello della luminosità all’interno di un ufficio, quello della pressione all’interno di una caldaia, quello dell’umidità in una serra. Le grandezze fisiche da controllare sono rilevate da dispositivi atti a fornire in uscita una grandezza elettrica (resistenza R, induttanza L, capacità C, tensione V, corrente I, ecc.) proporzionale al valore della grandezza rilevata. Poiché il segnale d’uscita dal trasduttore non sempre può essere direttamente utilizzato, è necessario manipolarlo in modo da adattarlo alle caratteFig. 1.1 ristiche del circuito al quale deve essere applicato. In un sistema di controllo a microprocessore il segnale analogico generato dal trasduttore deve essere, inoltre, convertito in un segnale digitale (codice numerico) affinché possa essere acquisito ed eventualmente elaborato (fig. 1.2). Fig. 1.2 Schema a blocchi per l’acquisizione dati. Grandezza elettrica Grandezza fisica Trasduttore (Sensore) Segnale analogico Circuito di condizionamento Segnale digitale Convertitore A/D Personal computer Il circuito di condizionamento (o d’interfacciamento) interposto fra il trasduttore ed il convertitore A/D di figura 1.2 adatta il segnale d’uscita del trasduttore alle caratteristiche del segnale d’ingresso del convertitore A/D e svolge le seguenti funzioni: • converte la grandezza fisica rilevata dal trasduttore in un segnale in tensione, ossia esegue una conversione: temperatura/tensione, pressione/tensione, forza/tensione ecc., a seconda del tipo di trasduttore; • modifica la pendenza della caratteristica ingresso/uscita del trasduttore quando la grandezza d’uscita decresce all’aumentare della grandezza rilevata (caratteristica uscita/ingresso crescente); • fornisce un segnale d’uscita direttamente proporzionale a quello applicato all’ingresso quando la caratteristica del trasduttore non è lineare (linearizzazione della caratteristica ingresso/uscita); • fornisce una tensione d’uscita uguale a zero Volt quando il segnale d’uscita del trasduttore ha un’ampiezza minima (regolazione dell’offset); • amplifica il segnale d’uscita del trasduttore in modo che il valore massimo sia compatibile con quello massimo d’ingresso del convertitore A/D (regolazione del fattore di scala); • limita la larghezza di banda del segnale d’uscita del trasduttore (limitazione della larghezza di banda); 8 MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:51 Pagina 9 • separa galvanicamente il trasduttore dal sistema d’acquisizione. Tale funzione è necessaria in applicazioni elettromedicali per motivi di sicurezza. I trasduttori (➜ Volume 1) sono classificati come di seguito riportato. • Analogici: la grandezza d’uscita varia con continuità in funzione di quella d’ingresso (la tensione d’uscita fornita da un trasduttore di temperatura assume tutti i valori appartenenti ad un sottoinsieme dei numeri reali compresi tra un valore minimo ed un valore massimo). Essi non possono essere interfacciati direttamente con sistemi digitali, ma possono essere direttamente utilizzati nei controlli di processo di tipo analogico. • Digitali: il segnale d’uscita assume due soli livelli compatibili con sistemi digitali, e possono essere direttamente interfacciati con sistemi a microprocessore. Un codificatore ottico, ad esempio, è un trasduttore digitale che genera un treno d’impulsi. In questa Unità sono ripresi ed estesi i concetti esaminati nel primo e secondo Volume, con particolare riferimento ad alcuni trasduttori analogici e digitali commerciali. 1.1 Trasduttori di temperatura analogici La maggior parte dei trasduttori di temperatura, molto utilizzati in ambito industriale, sono dispositivi generalmente analogici, in quanto sia la temperatura sia la grandezza elettrica d’uscita variano in continuità, anche se in commercio sono reperibili trasduttori di temperatura digitali. La scelta di un trasduttore di temperatura deve essere vagliata con la massima cura: è necessario conoscere tutti i dati relativi alle condizioni ambientali in cui il trasduttore dovrà operare, i valori di temperatura che deve rilevare, la precisione che deve mantenere nel corso del suo esercizio. Un ottimo trasduttore deve possedere le seguenti caratteristiche: • • • • 1.1.1 elevata sensibilità; uscita lineare e crescente; stabilità di funzionamento nel tempo; facile adattabilità alle esigenze di una specifica applicazione. Il trasduttore PT100 (RTD) Il trasduttore PT100, o termoresistenza RTD, è una resistenza di precisione il cui valore RT è funzione della temperatura T (➜ Volume 2). In generale, il valore nominale della resistenza del dispositivo è di 100 Ω, ma in commercio ne esistono alcuni con valori maggiori. La caratteristica RT /T è lineare e crescente [1.1]. RT = R0 (1 + α ⋅ T ) [1.1] Fig. 1.3 • RT è il valore della resistenza alla temperatura generica T; • R0 è il valore nominale della resistenza alla temperatura di 0 °C; • α = 3,85 ⋅ 10–3 °C–1 è il coefficiente medio dimensionale. Quando il range di funzionamento è molto esteso e considerato che il coefficiente α non è costante, la legge di variazione della resistenza in funzione della temperatura T si discosta dalla linearità (tab. 1.1). In tal caso i circuiti d’utilizzazione di precisione necessitano di circuiti di linearizzazione. 9 Unità 1 Trasduttori di temperatura 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:51 Pagina 10 TAB. 1.1 Caratteristiche del trasduttore PT100 Materiale: platino Resistenza: 100 Ω ± 0,1% a 0 °C Coefficiente di temperatura medio α: 3,85 ⋅ 10–3 °C–1 Range di funzionamento: 0 °C ÷ 250 °C 0,00 2,00 4,00 6,00 8,00 0,00 100,00 100,78 101,56 102,34 103,12 10,00 103,90 104,68 105,46 106,24 107,02 20,00 107,79 108,57 109,35 110,12 110,90 30,00 111,67 112,45 113,22 113,99 114,77 40,00 115,54 116,31 117,08 117,85 118,62 50,00 119,39 120,16 120,93 121,70 122,47 60,00 123,24 124,01 124,77 125,54 126,31 70,00 127,07 127,84 128,60 129,37 130,13 80,00 130,89 131,66 132,42 133,18 133,94 90,00 134,70 135,46 136,22 136,98 137,74 100,00 138,50 139,26 140,02 140,77 141,53 110,00 142,29 143,04 143,80 144,55 145,31 120,00 146,06 146,81 147,57 148,32 149,07 130,00 149,82 150,57 151,33 152,08 152,83 140,00 153,57 154,32 155,07 155,82 156,57 150,00 157,31 158,06 158,81 159,55 160,30 160,00 161,04 161,79 162,53 163,27 164,02 170,00 164,76 165,50 166,24 166,98 167,72 180,00 168,46 169,20 169,94 170,68 171,42 190,00 172,16 172,89 173,63 174,37 175,10 200,00 175,84 176,57 177,31 178,04 178,78 210,00 179,51 180,24 180,97 181,71 182,44 220,00 183,17 183,90 184,63 185,36 186,09 230,00 186,81 187,54 188,27 189,00 189,72 240,00 190,45 191,18 191,90 192,63 193,35 250,00 194,07 © RCS LIBRI EDUCATION SPA [°C] Poiché nella pratica è necessario eseguire una conversione resistenza/tensione, di seguito si propongono alcuni schemi di convertitori RT/V per la termoresistenza (➜ Volume 2). In figura 1.4 è riportato lo schema del convertitore RT/V che utilizza un generatore di corrente costante, realizzato con il regolatore di tensione LM317, in grado di erogare una intensità di corrente I ≥ 10 mA. 12 V Fig. 1.4 Generatore di corrente costante con l’integrato LM317. 10 VIN LM317 VOUT R I V0 ADJ RT Trasduttore I = 10 mA MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd 15-05-2006 16:51 Pagina 11 L’intensità di corrente costante è uguale a 1, 2 e per I = 10 mA si ha: R R= 1, 2 = 120 Ω 10 ⋅ 10 −3 Ad esempio, se T = 20 °C, essendo RT = 107,79 Ω (tab. 1.1) ed imponendo I = 10 mA, la tensione d’uscita è V0 = 1,077 V. Nello schema di figura 1.5 è proposto un convertitore RT /V che alimenta la termoresistenza a corrente costante. Lo schema elettrico mostra che il convertitore è costituito da un amplificatore non invertente ed uno zener di precisione che fornisce la tensione d’ingresso VIN rigorosamente costante. I I RI RT RTD 12 V 2 7 V IN 3 CA3140 8,2 k Fig. 1.5 Generatore di corrente costante con A. O. e tensione di riferimento. V REF VT 6 4 LM336 2,5 V Posto VIN = VREF = 2,5 V, considerato che I = VIN − 0 (operazionale ideale), si ricava il valore RI della resistenza RI per una corrente I = 1 mA: 2, 5 = 2500 Ω (2200 Ω + 470 Ω) 10 −3 Ad esempio, se T = 40 °C, essendo RT = 115,54 Ω (tab. 1.1) e I = 1 mA, la tensione d’uscita di tipo fluttuante, cioè non riferita a massa, è VT = 115,54 mV. Nella figura 1.6, è proposto lo schema di un circuito elettrico funzionale che fornisce una tensione d’uscita VAB fluttuante e lineare. RI = PT100 I RI RT R R RT VA VB I /2 Fig. 1.6 Schema per la conversione temperatura/tensione con due termoresistenze. 12 V 2 7 V IN 3 CA3140 8,2 k V REF 6 4 LM336 2,5 V R =100 (±0,1%) Se l’operazionale è ideale (V + = V –) si ha I = VREF RI Ricordando che RT = R0 + ∆R, poiché R = R0, si ricava: VA = RI ⋅ I + (R0 + ∆R) ⋅ I 2 VAB = VA − VB = 11 VB = RI ⋅ I + R ⋅ I 2 [1.2] ∆R ∆R VREF ⋅I = ⋅ 2 2 RI Unità 1 Trasduttori di temperatura 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd 15-05-2006 16:51 Pagina 12 Sebbene la [1.2] sia lineare del tipo VAB = m ⋅ ∆R, la caratteristica resistenza/tensione, ottenuta dallo schema di figura 1.6, è affetta da una lieve non linearità propria del trasduttore PT100 che, tuttavia, può essere ridotta utilizzando campi di funzionamento contenuti o provvedendo ad una linearizzazione via software. Se la termoresistenza è posta a distanza dal sistema di controllo, i fili di collegamento introducono una resistenza aggiuntiva nella conversione resistenza/tensione. A questo proposito, le case costruttrici producono termoresistenze a tre fili e a quattro fili adatte ad eliminare l’errore dovuto alla resistenza dei fili di collegamento, in modo da dare la massima accuratezza della misura. La RTD a quattro fili è costituita da due fili di eccitazione (alimentazione) e da due fili di misura collegati direttamente agli estremi della termoresistenza (fig. 1.7). In questo caso l’intensità di corrente sui fili di misura è minima e, pertanto, l’errore è trascurabile. RT I Fili d'alimentazione Fili misura RTD Trasduttore Fig. 1.7 ➜ Esempio Si realizzi un circuito di condizionamento per un trasduttore di temperatura con una PT100 (RS 341-452)1 in grado di fornire una tensione d’uscita compresa tra 0 V e 5 V quando la temperatura T varia nell’intervallo 0 °C ÷ 50 °C. Nella figura 1.8 è riportato uno schema elettrico in grado di fornire una caratteristica del sistema T/V lineare crescente. L’integrato INA111 utilizzato ha le seguenti caratteristiche: • • • • • • elevata soppressione di modo comune; bassa tensione d’offset; elevata impedenza d’ingresso (1012 Ω) per lo stadio d’ingresso a FET; alimentazione duale ± 6 ÷ ± 18 V; guadagni G compresi tra 1 e 1000 definiti dal valore del resistore RG; costo molto contenuto. PT100 12 V VA I R ∆R R RI R R 0 ∆R VB 3 RG 12 V I 2 7 V IN 3 CA3140 6,8 k V REF 6 V0 INA111 8 6 2 100 [Ω] 119,39 0 ∆R [Ω] 19,39 V AB 5 4 0 4 [mV] 19,39 V0 LM336 0 5V [V] 5 12 V R =100 (±0,1%) Fig. 1.8 50 RT 7 1 I /2 T [°C] Supponendo che l’intensità della corrente uscente dall’operazionale sia I = 2 mA, ogni ramo del ponte di Wheatstone è attraversato da una corrente d’intensità di 1 mA tale da non autoriscaldare le termoresistenze RT. Nell’ipotesi che l’amplificatore CA3140 sia ideale, dal circuito di figura 1.8 si ricava: RI = VREF 5 = = 2500 Ω (2,2 kΩ + 500 Ω) I 2 ⋅ 10 −3 1 RS Componenti Elettronici - www.rs-components.it. 12 MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd 15-05-2006 16:52 Pagina 13 Dato che per T = 0 °C si ha R = RT (0 °C) = 100 Ω e per T = 50 °C si ha RT (50 °C) = 119,25 Ω, la variazione di resistenza ∆R, per il range di temperatura 0 °C ÷ 50 °C, e la VAB alla temperatura T = 50 °C per la [1.2] sono: ∆R = RT (50 °C ) − RT (0 °C ) = 19, 39 Ω VAB = ∆R VREF 19, 39 5 ⋅ = ⋅ = 19, 39 mV 2 RI 2 2500 Il guadagno G dell’amplificatore per strumentazione INA111 e la resistenza RG sono: G= RG = 5 V0 = = 257, 86 VAB 19, 39 ⋅ 10 −3 50 ⋅ 103 50 ⋅ 103 = = 194, 65 Ω (150 Ω + 100 Ω) 256, 86 G− 1 © RCS LIBRI EDUCATION SPA Il master del circuito stampato a singola faccia, in scala 1:1, è riportato in figura 1.9. Fig. 1.9 Lato rame in scala 1:1. La figura 1.10 mostra la serigrafia, mentre nella figura 1.11 è riportata la rappresentazione tridimensionale del circuito proposto, elaborata da UltiBOARD. Fig. 1.10 Serigrafia. Fig. 1.11 Per la taratura del circuito si osservi la seguente procedura: • si agisca sul trimmer di RI per fissare l’intensità di corrente I = 2 mA; • si sostituiscano le PT100 con due resistenze di precisione di 100 Ω ± 0,1% al fine di simulare la condizione di funzionamento dei trasduttori in corrispondenza della temperatura T = 0 °C. In tale condizione deve essere V0 = 0 V; • si sostituiscano le resistenze di precisione di 100 Ω con due da 119,25 Ω, al fine di simulare la condizione di funzionamento dei trasduttori in corrispondenza della temperatura T = 50 °C. In tale condizione deve essere V0 = 5 V poiché è RT (T = 50 °C): R T = 100 ⋅ (1 + α ⋅ T ) = 100 ⋅ (1 + 3,85 ⋅ 10 -3 ⋅ 50) = 119,25 Ω; • si agisca sul m.g. 100 Ω per fissare la V0 = 5 V. ➜ 13 Unità 1 Trasduttori di temperatura 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd 1.1.2 22-12-2005 08:51 Pagina 14 Il termistore NTC I termistori NTC sono trasduttori a semiconduttore (➜ Volume 2). La loro caratteristica RT/T è esponenziale decrescente e la loro resistenza RT è: B⋅ RT = R0 ⋅ e T0 − T T0 ⋅ T [1.3] • RT è la resistenza del termistore NTC alla temperatura generica T; • R0 è la resistenza del termistore NTC alla temperatura T0 = 20 °C; • B è la costante dimensionale del termistore compresa tra 2000 K e 5500 K; • T è la temperatura generica espressa in gradi Kelvin; • T0 è la temperatura di riferimento in gradi Kelvin (generalmente 20 °C ⇒ 293 K). Fig. 1.12 Poiché la caratteristica resistenza/temperatura del trasduttore è esponenziale decrescente, è necessario linearizzarla ed invertire la sua pendenza, in modo da rendere la resistenza RT crescente linearmente all’aumentare della temperatura T. La resistenza di linearizzazione RL può essere calcolata con la [1.4] o la [1.5] (➜ Volume 2). RL = RTmed ⋅ (RTmin + RTmax ) − 2 ⋅ RTmin ⋅ RTmax RTmin + RTmax − 2 ⋅ RTmed RL = R(Tmed ) ⋅ ➜ [1.4] B − 2 ⋅ Tmed B + 2 ⋅ Tmed [1.5] Esempio Si progetti un circuito di condizionamento per un termistore NTC K25-1k in grado di fornire una tensione d’uscita compresa tra 0 V e 5 V quando la temperatura T varia nell’intervallo 10 °C ÷ 70 °C. Caratteristiche elettriche della NTC Tipo R [Ω] K 25 1k 1000 Tolleranza 20% B [K] Colore Codice 3530 Violetto Q 63025 – K102-M Potenza (a 60 °C): P0 = 400 mW Temperatura di riferimento: T0 = 20 °C Campo di temperatura: – 25 °C ÷ + 100 °C Utilizzando la [1.3] si possono tabulare i valori assunti dal trasduttore NTC nel campo di funzionamento per incrementi di temperatura ∆T = 10 °C (tab. 1.2). TAB. 1.2 T [°C] 10 20 30 40 50 60 70 Ω] R [Ω 1529 1000 671 463 326 235 172 La resistenza di linearizzazione, calcolata applicando la [1.5], è RL = 323,5 Ω (330 Ω). Il circuito di condizionamento, comprensivo di resistenza di linearizzazione, è riportato in figura 1.13. Lo zener di precisione LM336-2,5 V è utilizzato per generare la tensione di riferimento VREF = 0,88 V (offset) e, unitamente all’A.O. CA3140, la tensione V = 5 V per il convertitore VT /RNTC, mentre l’amplificatore per strumentazione INA111 realizza il fattore di scala. 14 MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd 15-05-2006 10 k 12 V 16:52 8,2 k Pagina 15 5k 12 V 12 V 2 6,8 k VIN = 2,5 V 3 7 R NTC 6 CA3140 V=5V VT 3 1k RL RG 70 283 T [K] 343 6 330 6,8 k T [°C] 7 1 4 10 V0 INA111 VT 8 LM336 2,5 V V REF = 0,88 V 2k 2 [V] 0,88 5 4 V0 [V] 0 3,3 k Fig. 1.13 3,28 5 12 V Prelevando la tensione sulla resistenza di linearizzazione RL si ottiene una caratteristica VT/T crescente all’aumentare della temperatura (tab. 1.3). TAB. 1.3 T [°C] 10 20 Ω] R [Ω VT [V] 1529 1000 671 463 326 235 172 0,88 1,24 1,83 2,08 2,63 2,92 3,28 30 40 50 60 70 Poiché la tensione d’uscita V0 dell’INA111 deve essere uguale a 5 V, il guadagno G e la resistenza RG sono rispettivamente uguali a: G= RG = 1.1.3 V0 5 = = 2,08 VT (70 °C ) − VT (10 °C ) 3,28 − 0,88 50 ⋅ 103 50 ⋅ 103 = = 46,29 kΩ (39 kΩ + 10 kΩ) 1,08 G− 1 ➜ Il trasduttore KTY I trasduttori di tipo KTY sono realizzati con silicio drogato con impurità di tipo n, presentano un coefficiente positivo, hanno dimensioni contenute ed una struttura a tronco di piramide ottenuta metallizzando completamente una faccia e solo parzialmente l’altra. Con questo tipo di struttura, detta a trasduttore singolo2, la variazione della resistenza R è funzione della temperatura T e del verso della corrente. La Philips costruisce trasduttori KTY doppi, realizzati con due trasduttori singoli collegati in serie ma in opposizione (struttura a doppio tronco di piramide) per rendere la variazione della resistenza R dipendente dalla temperatura e non dal verso della corrente. La legge di variazione della resistenza RT in funzione della temperatura T è leggermente esponenziale crescente. Fig. 1.14 RT = Ra ⋅ eα (T −Ta ) [1.6] • RT è la resistenza del trasduttore alla temperatura generica T; • Ra è la resistenza del trasduttore alla temperatura ambiente Ta = 25 °C; • α è il coefficiente dimensionale dipendente dalla temperatura (fig. 1.15). Il costruttore fornisce il grafico o la tabella della caratteristica RT/T, anche se quest’ultima può essere determinata con la [1.6]. 2 Il contenitore deve contenere l’indicazione della polarità. 15 Unità 1 Trasduttori di temperatura 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:52 Pagina 16 Le caratteristiche principali di un trasduttore KTY81 sono riportate nella tabella 1.4. Caratteristiche trasduttore serie KTY81. TAB. 1.4 Caratteristiche Valori U. misura Intensità di corrente (max) 10 mA Intensità di corrente di lavoro (max) 1 mA ±2 % KTY81-1 valore nominale resistenza 1000 Ω KTY81-2 valore nominale resistenza 2000 Ω Coefficiente di temperatura α (medio) 0,75⋅10–2 K−1 Temperatura di riferimento (ambiente) 25 °C − 55 ÷ + 150 °C Tolleranza Campo d’impiego di temperatura Contenitore plastico SOD70 Trasduttore doppio indifferente alla polarità RT [k Ω] b 4,0 10 –2 K R T [Ω] –1 3,2 © RCS LIBRI EDUCATION SPA In questa Unità si prende in considerazione la serie dei trasduttori KTY81. La figura 1.15 mostra la caratteristica RT/T, la variazione del coefficiente di temperatura α in funzione della temperatura T e la variazione della resistenza RT in funzione della intensità di corrente di lavoro. T = 25 °C 1 1100 0,5 1000 a 2,4 b 1,6 0 –50 KTY81-2 0,8 900 0 50 150 0,1 0,5 1 T [°C] KTY81-1 0 –100 100 –50 0 25 50 100 150 T [°C] Fig. 1.15 La curva a è ricavata con la [1.6], mentre le curve b sono caratteristiche sperimentali. 5 10 I [mA] Se il range di funzionamento della temperatura è molto limitato, la caratteristica RT/T può ritenersi quasi lineare, mentre se esso è esteso, la caratteristica non è lineare ed è necessario utilizzare circuiti di linearizzazione. Il circuito di linearizzazione può essere realizzato collegando una resistenza in serie al trasduttore (alimentato a tensione costante) o in parallelo (alimentato a corrente costante). ➜ Esempio Si progetti un circuito di condizionamento per il trasduttore KTY81-1 (1 kΩ) in grado di fornire una tensione d’uscita V0 compresa tra 0 V e 5 V quando la temperatura T varia nell’intervallo − 20 °C ÷ + 80 °C. Dalla [1.6] si ricava la tabella 1.5 dei valori teorici della resistenza RT del trasduttore al variare della temperatura T con incrementi di 10 °C. RT (T = 80 °C ) = Ra ⋅ eα (T −Ta ) = 103 ⋅ 2, 718282,6475 14,1186 = 103 ⋅ = 1510, 5 Ω 9, 3464 2, 718282,235 TAB. 1.5 Temperatura di riferimento (ambiente) Ta = 25 °C T [°C] – 20 – 10 0 10 20 25 30 40 50 60 70 80 R [Ω] 713 769 829 893 963 1000 1038 1119 1206 1300 1401 1510 – 56 60 64 70 – 75 81 87 94 101 109 ∆R [Ω] 16 MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd 15-05-2006 16:52 Pagina 17 Poiché il range di funzionamento della temperatura è esteso, si deve linearizzare la caratteristica del trasduttore (tab. 1.5). Dalla [1.4], si ha: R(Tmin = – 20 °C) = 713 Ω RL = R(Tmed = + 30 °C) = 1038 Ω R(Tmax = + 80 °C) = 1510 Ω 1038 ⋅ (713 + 1510) − 2 ⋅ 713 ⋅ 1510 = 1049, 0 Ω (1 kΩ ) 713 + 1510 − 2 ⋅ 1038 La conversione temperatura/tensione è affidata al ponte di Wheatstone (fig. 1.16), nel quale la resistenza R + R1 = 713 Ω provvede a bilanciare il ponte quando T = 0 °C, mentre la resistenza RL linearizza la caratteristica del trasduttore. Per rendere indipendente la resistenza del trasduttore dall’intensità di corrente si utilizza un’intensità di corrente I = 1 mA (fig. 1.15). La tensione d’alimentazione del ponte Vp risulta: Vp = RL + RT ( − 20 °C ) ⋅ I = (1000 + 713) ⋅ 10 −3 = 1, 713 V ed è ottenuta utilizzando l’integrato LM336-5 V, un partitore di tensione ed un amplificatore operazionale, in configurazione d’inseguitore, che eroga l’intensità di corrente assorbita dal ponte (fig. 1.16). Vp =1,713 V 12 V 12 V 12 V T RL 2 R2 R3 7 CA3140 3 6 B RL R INA111 INA114 V0 A R4 KTY81-1 2 [V] 0,3174 4 V0 RT Trasduttore 0 5 1510 V AB 8 LM336 5V [Ω] 80 RT 4 12 V 713 6 1 RG [°C] 7 3 VAB -20 R1 0 [V] 5 12 V Fig. 1.16 La resistenza R2 = 6,8 kΩ limita l’intensità di corrente (IZ ≅ 1 mA) che attraversa il diodo zener di precisione. Affinché la tensione sulla resistenza R4 coincida con la tensione Vp = 1,713 V, posto R3 = 6,8 kΩ si ha: 5⋅ R4 = Vp R3 + R4 R4 = 1, 713 ⋅ 6, 8 ⋅ 103 = 3,54 kΩ 3, 287 (3,3 kΩ + 500 Ω ) La tensione VAB alla temperatura di 80 °C è uguale a: RT ( 80 °C ) R + R1 1510 713 VAB = − − ⋅ 1, 713 = 0, 3174 V ⋅ Vp = R + R ° R + R + R ( 80 C ) 1000 + 1510 1000 + 713 ( 1) L T L Considerando che la tensione d’uscita dall’amplificatore INA111 deve essere V0 = 5 V (fattore di scala) quando è T = 80 °C, si ha: G= RG = 17 V0 5 = = 15, 75 VAB (T = 80 °C ) 0, 3174 50 ⋅ 103 50 ⋅ 103 = = 33, 89 kΩ G− 1 14, 75 (27 kΩ + 10 kΩ ) Unità 1 Trasduttori di temperatura 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:52 Pagina 18 Per tarare il circuito di figura 1.16 si osservi la seguente procedura: 1. si agisca sul trimmer (500 Ω) di R4 fino ad ottenere Vp = 1,713 V; 2. si porti il trasduttore KTY81-1 alla temperatura minima T = − 20 °C e si agisca sul trimmer R1 (R + R1 = 713 Ω) fino a quando la tensione d’uscita VAB è uguale a 0 V (bilanciamento del ponte); 3. si porti il trasduttore KTY81-1 alla temperatura massima T = 80 °C e si regoli il trimmer RG fino ad ottenere una tensione d’uscita V0 = 5 V. ➜ 1.1.4 Il trasduttore integrato AD590 Il trasduttore di temperatura AD590, prodotto dall’Analog Devices in forma integrata, è realizzato con materiale semiconduttore e fornisce un’intensità di corrente proporzionale alla temperatura, espressa in gradi Kelvin. Alla base del funzionamento di tale dispositivo è il fatto che la tensione prelevata ai capi di una giunzione polarizzata direttamente varia di circa −2,3 mV/K in un ampio range di temperatura. L’integrato AD590 (fig. 1.18) è a due terminali e per tensioni d’alimentazione comprese nel range 4 V ÷ 30 V ha una sensibilità S = 1 µA/K. Ad esempio, l’intensità di corrente IS per una temperatura T = 273 °C risulta: IS = 1 µA /°C ⋅ T + 273 µA Fig. 1.17 IS CAN 0 °C Q3 Q4 T Visto da SOTTO I C1 Fig. 1.18 Contenitore, simbolo e schema interno dell’integrato AD590. Q2 [°C] - 50 I C2 IS R 150 T Q1 [K] 223 AD590 273 K 423 VT 358 Lo schema interno molto semplificato mostra due transistor PNP Q3 e Q4, un transistor PNP Q1 ed il transistor NPN Q2, costituito quest’ultimo da 8 transistor NPN uguali e collegati in parallelo. Poiché IC1 = IC2, l’intensità di corrente IS e la tensione VT sulla resistenza R sono: IS = IC1 + IC 2 = 2 ⋅ IC 2 = 2 ⋅ VT R VT = VBE1 + VBE 2 = k ⋅T ⋅ ln 8 = 179 ⋅ T [ V ] q Con R = 358 Ω, resistenza di precisione tarata con il raggio laser, si ha: IS = 2 ⋅ VT 179 = 2⋅ ⋅ T = 1⋅ T [ µA ] R 358 IS µA =1 T K L’intensità di corrente d’uscita può essere trasmessa a distanza, senza perdere contenuto informativo, su una linea bifilare utilizzando la tecnica del loop di corrente (➜ Modulo 7, Unità 2). Nelle applicazioni pratiche occorre convertire l’intensità di corrente IS generata dall’AD590 in tensione per adattare il segnale alle specifiche dei convertitori A/D. Per effettuare la conversione corrente/tensione, si possono utilizzare i circuiti di figura 1.19. 18 MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd 15-05-2006 16:52 Pagina 19 10 k 12 V AD590 AD590 12 V 2 12 V IS IS V0 10 k 7 CA3140 3 6 V0 4 Fig. 1.19 12 V ➜ Esempio 1 Si progetti un circuito di condizionamento per un trasduttore di temperatura in grado di fornire una tensione d’uscita V compresa nel range 0 V ÷ 10 V quando la temperatura T varia nell’intervallo 0 °C ÷ 80 °C. R4 Temperatura R2 0 I R3 I1 R1 Fig. 1.20 Circuito di condizionamento del trasduttore AD590. I1 N IS 12 V 80 Temperatura 273 2 3 AD590 [°C] [K] 253 7 CA3140 6 V0 Corrente d'uscita 273 IS 353 [µA] 4 Tensione d'uscita 12 V 0 12 V V0 [V] 10 © RCS LIBRI EDUCATION SPA 12 V Dallo schema di figura 1.20 si rileva che l’offset è stato realizzato in corrente (I1 = 0 A, V0 = 0 V per T = 0 °C) con le resistenze R3 e R1 (regolazione fine), mentre il fattore di scala e la conversione corrente/tensione sono realizzati con un amplificatore operazionale. Per non caricare il trasduttore si utilizza l’A.O. CA3140 che ha un’elevata impedenza di ingresso (stadio d’ingresso a MOS/FET). Poiché la corrente Is prodotta dal trasduttore è proporzionale alla temperatura T, espressa in gradi Kelvin, è necessario eseguire la conversione Celsius ⇒ Kelvin. T (0 °C ) ⇒ T ( 80 °C ) ⇒ T (273 K ) T (353 K ) IS (273 K ) = 273 µA IS (353 K ) = 353 µA Affinché sia V0 = 0 V quando T = 0 °C, deve essere I = Is = 273 µA. Applicando il principio di Kirchhoff al nodo N (fig. 1.13), si ha: I1(0 °C ) = IS (0 °C ) − I = 273 ⋅ 10 −6 − 273 ⋅ 10 −6 = 0 A Poiché a 0 °C V0 = 0 V, I1 = 0 A ed I ≡ Is = 273 ⋅ 10 −6 per VCC = 12 V si ha: R3 + R1 = VCC 12 = = 43,956 kΩ I 273 ⋅ 10−6 (R3 = 39 kΩ, R1 = 10 kΩ) Per T = 80 °C l’intensità di corrente è IS = 353 µA, si ha: I1 (80 °C) = Is – I = 353 ⋅ 10–6 – 273 ⋅ 10–6 = 80 µA Nell’ipotesi che l’operazionale sia ideale e la I1 (80 °C) attraversi le resistenze R2 + R4, la tensione d’uscita è: V0 (80 °C) = (R4 + R2) ⋅ I1 (80 °C) R4 + R2 = 19 10 V0 ( 80 °C ) = = 125 kΩ ( R4 = 82 kΩ, R2 = 47 kΩ ) I1( 80 °C ) 80 ⋅ 10 −6 Unità 1 ➜ Trasduttori di temperatura 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd ➜ 22-12-2005 08:52 Pagina 20 Esempio 2 Si dimensioni un circuito di condizionamento per un trasduttore AD590 nell’ipotesi che esso debba fornire una tensione d’uscita compresa nel range 0 V ÷ 5 V quando T varia nell’intervallo 0 °C ÷ 100 °C. Lo schema di figura 1.21 evidenzia che l’offset è realizzato in tensione con la tensione di riferimento VREF, a differenza dall’esempio precedente, mentre il fattore di scala è affidato all’amplificatore operazionale per strumentazione. L’integrato LM336-2,5 V e l’amplificatore operazionale non invertente generano la tensione di riferimento VREF = 2,73 V necessaria per l’offset (V0 = 0 V). La conversione corrente/tensione è realizzata con la resistenza R4. La resistenza R1 limita l’intensità di corrente nel diodo zener di precisione. Con I = 1 mA è: VCC − 1, 2 = 10, 8 ⋅ 103 = 10, 8 kΩ (10 kΩ) 1⋅ 10 −3 R1 = Nell’ipotesi che R4 = 10 kΩ, si ha: IS (T = 0 °C) = 273 µA VS (0 °C) = VREF = 2,73 V (offset) IS (T = 100 °C) = 373 µA VS (100 °C) = 3,73 V Il guadagno G dell’amplificatore CA3140 risulta: G= VREF 2, 73 = = 2, 275 1, 2 1, 2 Posto R2 = 10 kΩ, i valori delle resistenze sono: R3 + RP = (G – 1) ⋅ R2 = 1,275 ⋅ R2 = 12,75 kΩ (10 kΩ + 5 kΩ) Il guadagno G dell’amplificatore INA111 ed il valore la resistenza RG sono: G= V0 5 = = 5 VS (100 °C ) − VREF 1 RG = 50 ⋅ 103 50 ⋅ 103 = = 12, 5 kΩ G −1 4 (12 kΩ + 1 kΩ ) RP R3 12 V 12 V R2 R1 12 V 2 3 CA3140 6 V REF = 2,73 V 0 4 3 ICL8069 RG 12 V 3 CA3140 V0 INA111 2 7 AD590 VS 6 8 12 V 6 R 4 ( 1%) 273 [K] 2,73 [µA] 100 VS 373 IS 3,73 VS 5 4 2,73 [V] 3,73 V0 4 IS [°C] T 7 1 1,2 V 2 T 7 12 V 0 [V] 5 Fig. 1.21 Per la taratura del circuito si osservi la seguente procedura: • • si agisca sul trimmer RP per fissare VREF = 2,73 V (tensione d’offset) quando la temperatura T = 0 °C; si agisca sul trimmer di RG in modo da portate la tensione V0 = 5 V (fattore di scala) quando la temperatura T = 100 °C. ➜ 20 MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd 1.1.5 22-12-2005 08:52 Pagina 21 Il trasduttore LM35 Il circuito integrato LM35 (National Instruments) è un trasduttore di temperatura che fornisce una tensione d’uscita proporzionale alla temperatura T espressa in gradi Celsius. In realtà la National produce trasduttori di temperatura con uscita in tensione calibrati in gradi Kelvin (LM335) ed in gradi Fahrenheit (LM34). Le caratteristiche elettriche principali del trasduttore LM35 sono riportate nella tabella 1.6. Caratteristiche del trasduttore LM35. TAB. 1.6 Caratteristiche Valori Linearità tipica U. misura ± 0,30 °C Intensità di corrente di uscita 10 mA Tensione di alimentazione VCC 4 ÷ 30 V Sensibilità 10 mV/°C Bassa impedenza d’uscita (1 mA) 0,1 Ω − 55 ÷ + 150 °C Range di temperatura Fig. 1.22 Calibrazione diretta Per le sue caratteristiche il dispositivo può essere utilizzato direttamente senza componenti aggiuntivi quando il range di funzionamento non prevede temperature minori di 0 °C (fig. 1.23). VCC V CC VT VCC Fig. 1.23 Schema trasduttore per temperature maggiori di 0 °C. GND LM35 VT Trasferimento a distanza LM35 VT 75 Ω Visto da sotto 1 µF ➜ Esempio Si dimensioni un circuito di condizionamento che consenta di ottenere una tensione compresa nel range 1,25 V ÷ 5 V quando la temperatura varia nell’intervallo 10 °C ÷ 40 °C (fig. 1.24). Poiché il segnale d’uscita dal trasduttore VT va da 0,1 V a 0,4 V, per ottenere i valori di tensione richiesti è sufficiente che l’amplificazione G dell’amplificatore non invertente sia di 12,5: R + RP V0 = 1 + 2 ⋅ VS ; R1 R2 + RP = 12, 5 ; 1 + R1 R2 + RP = 11, 5 R1 Posto R1 = 5,6 kΩ, si ha: R2 + RP = 64,6 kΩ 21 (R2 = 56 kΩ, RP = 10 kΩ) Unità 1 Trasduttori di temperatura 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:52 Pagina 22 R2 12 V RP Temperatura 10 [°C] 40 12 V R1 VT LM35 VT Tensione d’uscita 2 3 7 CA3140 6 [V] 0,1 0,4 V0 4 Tensione d’uscita [V] 1,25 Fig. 1.24 V0 5 ➜ Il trasduttore TMP01 Il trasduttore di temperatura TMP01, prodotto dall’Analog Devices in forma integrata, è realizzato con materiale a semiconduttore e fornisce in uscita una tensione proporzionale alla temperatura assoluta con un eccellente grado di linearità. Questa proprietà lo rende particolarmente adatto per essere utilizzato nei sistemi d’allarme, nel rilievo di temperatura anche remota e nei sistemi di controllo di processo. L’integrato TMP01 contiene un trasduttore di temperatura, un comparatore a finestra che pilota due transistor a collettore aperto e rende disponibile in uscita una tensione di riferimento VREF. Le resistenze esterne R1, R2 e R3 consentono di programmare il range di temperatura per applicazioni particolari (fig. 1.26). V REF 1 2,5 V Temperature sensor & voltage reference © RCS LIBRI EDUCATION SPA 1.1.6 Fig. 1.25 Sensor TMP01 8 V+ 248 273 298 323 348 373 398 7 Over - 25 0 25 50 75 100 125 R1 Set High 2 °F °C Window comparator R2 Set Low 6 Under 3 1,24 1.365 1,49 1,615 1.74 1,865 1,99 Vptat R3 GND 4 Hysteresis generator 5 Vptat 0,125 0,125 0,125 0,125 0,125 0,125 ∆V Fig. 1.26 Le caratteristiche sono riportate nella tabella 1.7, mentre la tensione d’uscita Vptat è: Vptat = 5 mV ⋅ (T [°C] + 273 [°C]) [1.7] Per le sue caratteristiche il dispositivo può essere utilizzato direttamente senza componenti aggiuntivi anche per temperature inferiori a 0 °C. 22 MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd TAB. 1.7 15-05-2006 16:53 Pagina 23 Caratteristiche del trasduttore TMP01. Caratteristiche Valori U. misura 5 mV/K 1,490 V − 55 ÷ + 150 °C 2,5 V Fattore di scala (sensibilità) Tensione d’uscita VT (T = 25 °C) Range di temperatura Tensione di riferimento VREF IVREF senza isteresi 7 µA Corrente d’uscita Open Collector 20 mA Corrente d’uscita VREF 2 mA Corrente d’uscita Vptap 2 mA 4,5 ÷ 13,2 V Tensione d’alimentazione singola Basso consumo e basso costo Compatibilità TTL/CMOS ➜ Esempio Si progetti un circuito di condizionamento per un trasduttore di temperatura TMP01 (RS 310-874) in grado di fornire una tensione d’uscita VT compresa nel range 0 V ÷ 5 V quando la temperatura T varia nell’intervallo −20 °C ÷ 60 °C. Poiché l’integrato fornisce una tensione d’uscita proporzionale alla temperatura, il circuito di condizionamento (fig. 1.27) contiene solo un amplificatore per strumentazione che realizza sia l’offset sia il fattore di scala. Il valore della tensione d’offset si ricava direttamente dalla tensione di riferimento VREF dell’integrato (pin 1). 2,5 V R1 1 + 12 V + 12 V 8 7 V+ VREF Over 2 7 R3 TMP01 2 Set High Under 6 RP 2 RG V0 INA111 8 RP 1 3 R2 6 1 Set Low Vptat 5 3 5 VT GND 4 4 Fig. 1.27 – 12 V Dalla [1.7] si ha: VT1 (T = − 20 °C) = 5 mV (− 20 + 273) = 1,265 V VT2 (T = + 60 °C) = 5 mV (+ 60 + 273) = 1,665 V La tensione d’offset (VT1 = 1,265 V) è ricavata con il partitore R1, R2 ed RP1 la cui somma deve essere circa 500 kΩ per non caricare il circuito interno. Posto RP1 = 50 kΩ risulta R1 = R2 = 220 kΩ con un’intensità di corrente IVREF = 5 µA. Poiché la tensione d’uscita dall’integrato INA111 è V0 = G ⋅ (VT2 − VT1), si ha: G= 5 V0 = = 12, 5 VT 2 − VT 1 0, 4 RG = 50 ⋅ 103 50 = ⋅ 103 = 4, 34 kΩ 11, 5 G −1 (RG ⇒ R3 = 3,9 kΩ, RP2 = 1 kΩ) Per la taratura si regoli RP1 per fissare VT1 = 1,265 V, quando la temperatura T = − 20 °C, e successivamente si regoli RP2 per ottenere V0 = 5 V (fattore di scala) quando la temperatura T = + 60 °C. ➜ 23 Unità 1 Trasduttori di temperatura 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd 1.1.7 22-12-2005 08:52 Pagina 24 Termocoppie Le termocoppie sono trasduttori di temperatura frequentemente utilizzati in ambito industriale perché: • • • • non richiedono circuiti d’alimentazione; possono rilevare temperature molto elevate; sono dispositivi molto robusti; sono disponibili in commercio in un gran numero di versioni differenti, per struttura meccanica e per caratteristiche. Fig. 1.28 Il principio di funzionamento di una termocoppia, costituita da due metalli diversi saldati all’estremità (giunti), è basato sull’effetto Seebeck (➜ Volume 2). Nella figura 1.29 sono riportati i diversi tipi di termocoppie: nel primo i due giunti sono chiusi, mentre nel secondo il giunto freddo è aperto. IT Giunto caldo Giunto caldo JC Fig. 1.29 Giunto freddo + Rame TC TF VT Giunto freddo JF - Costantana Per una termocoppia con giunto aperto si ha: VT = α ⋅ (TC – TF) • • • • TC è la temperatura del giunto caldo JC; TF è la temperatura del giunto freddo JF; α è il coefficiente di proporzionalità di Seebeck dimensinale [V/°C]; con TF = 0 °C si ha VT = α ⋅ TC. In realtà la f.e.m. misurata sul giunto aperto dipende, oltre che dalle temperature delle giunzioni, anche dalle giunzioni dovute ai fili di collegamento. Se i fili sono di rame e la termocoppia è di tipo T, si genera una sola giunzione indesiderata vista come un giunto di riferimento JR che genera una f.e.m. VR. In questo caso si ha: VT = α ⋅ (TC – TR) = α ⋅ TC + α ⋅ TR = VC + VR dove VR è la tensione d’errore. Anche in questo caso, per un’accurata misura, occorre che sia VR = 0 V. Tale condizione si raggiunge immergendo la giunzione JR in un bagno di ghiaccio fondente a temperatura di 0 °C (vaso di Dewar) ottenendo VT = α ⋅ TC. Poiché nelle applicazioni pratiche non è possibile utilizzare un bagno di ghiaccio fondente, è necessario ricorrere ad un blocco isotermico elettronico che sia in grado di compensare la f.e.m. aggiuntiva. Il dispositivo è costituito da una termoresistenza RT con caratteristica RT/T lineare e crescente, disposta su un ramo di un ponte di Wheatstone, in modo da generare una tensione VW dipendente dalla temperatura cui è sottoposto il blocco isotermico (fig. 1.30). Considerando che la f.e.m. VAB misurata senza il blocco isotermico risulta: VAB = α ⋅ (TC – TR) = VC – VR è necessario che la tensione di sbilanciamento del ponte VW sia uguale ed opposta a quella dei giunti di collegamento. In tal modo la tensione VAB è proporzionale solo alla temperatura TC del giunto caldo. 24 MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:52 Pagina 25 Blocco Giunto caldo isotermico VAB = VW + VC – VR = VC RT E VW Circuito equivalente A A V B Fig. 1.30 VW VC VR V B La variazione della temperatura di riferimento, infatti, provoca una variazione della termoresistenza RT e della tensione tale da annullare la f.e.m. VR di riferimento per qualsiasi valore della temperatura. Fig. 1.31 TAB. 1.8 Termocoppia tipo J (Rame - Costantana) – 100 °C ÷ 400 °C Temperatura [°C] 25 Tensione VT [mV] Tensione VS [mV] − 100 − 4,632 − 893 − 60 − 2,892 − 556 − 20 − 0,995 − 189 0 0,000 + 3,1 + 20 1,019 200 + 40 2,058 401 + 60 3,115 606 + 80 4,186 813 + 100 5,268 1 022 + 140 7,457 1 445 + 180 9,667 1 873 + 200 10,777 2 087 + 300 16,325 3 160 + 400 21,846 4 228 Unità 1 © RCS LIBRI EDUCATION SPA Termocoppia J Tra i circuiti integrati più facilmente reperibili si annovera l’AD594 per la termocoppia di tipo J, prodotto dall’Analog Devices. L’AD594 combina un blocco che produce la tensione di compensazione del giunto freddo (o di riferimento), un amplificatore precalibrato per una tensione d’uscita di 10 mV per ogni grado Celtius (sensibilità 10 mV/°C) ed un circuito di segnalazione della rottura della termocoppia (fig. 1.31). Per temperature maggiori di 0 °C l’integrato necessita di una alimentazione singola compresa tra 5 V ÷ 30 V, mentre per temperature minori di 0 °C necessita dell’alimentazione duale ± 15 V. Al fine di polarizzare correttamente +12 V l’ingresso dell’amplificatore è necesVS sario che il pin 1 sia connesso a massa 14 13 12 11 10 9 8 ed al morsetto positivo della termocoppia (fig. 1.31). In realtà la tensione AD594 d’uscita VS non è perfettamente Rivelatore di lineare ed è uguale a circa 10 mV per sovraccarico A ogni grado Celsius (tab. 1.8). L’integrato AD594 può essere utilizzato anche per misure dirette di tempeBLOCCO ISOTERMICO ratura nel range − 55 ÷ +125 °C. In tal G G +TC – TC caso la termocoppia è sostituita con un cortocircuito (pin 1 connesso a massa) e l’elemento sensibile è la termoresistenza RT interna al blocco iso1 2 3 4 5 6 7 termico. Trasduttori di temperatura 0060.M01_UD01_trasduttori.qxd ➜ 15-05-2006 16:53 Pagina 26 Esempio Si utilizzi una termocoppia di tipo J per misure di temperatura comprese nel range 100 °C ÷ 300 °C. Le tensioni d’uscita del segnale condizionato siano rispettivamente 0 V per T = 100 °C e 10 V per T = 300 °C. Nella figura 1.32 si riporta lo schema funzionale del circuito di condizionamento. Il segnale VS, disponibile sul pin 9 dell’integrato AD594, è compreso tra 1,022 V quando è T = 100 °C e 3,160 V quando è T = 300 °C (tab. 1.8). La tensione d’offset di 1,022 V è realizzata con l’integrato LM336-2,5 V e con il partitore resistivo R1, RP e R2. Poiché V0 = 10 V, il guadagno G dell’amplificatore per strumentazione è: G= V0 10 10 = = = 4, 66 VS (300 °C ) − VREF (100 °C ) 3,160 − 1, 022 2,144 La resistenza RG risulta: RG = 50 ⋅ 103 50 ⋅ 103 = = 13, 66 kΩ G −1 3, 66 +12 V Termocoppia J Fig. 1.32 Circuito di condizionamento per termocoppia tipo J. +12 V 11 14 9 8 VS 3 1 AD594 6,8 k 1 2k 8,2 k 4 (12 kΩ + 5 kΩ) VREF RP 7 RG 7 INA111 8 2 4 T 6 V0 5 100 [°C] 1,022 [V] 300 VS 3,228 V0 0 [V] 10 LM336 2,5 V +12 V 3,9 k –12 V Per la taratura si regoli RP fino ad avere la VREF = 1,022 V, quando la temperatura T = 100 °C, e successivamente si regoli il trimmer di RG = 5 kΩ per ottenere V0 = 5 V (fattore di scala) quando la temperatura T = 300 °C. ➜ 26 MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0070.M01_UD02_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:54 Pagina 27 unità 2. Trasduttori di posizione I trasduttori di posizione analogici trasformano un movimento lineare o angolare in una grandezza elettrica e sono dispositivi utilizzati per misure di posizione, di pressione, di forza, ecc. Un ottimo trasduttore di posizione deve avere requisiti quali la lunga durata, la precisione, la stabilità nel tempo, l’affidabilità, ecc., in modo da garantire la ripetibilità della misura. Sono già stati esaminati i concetti fondamentali relativi al trasduttore di posizione (potenziometro) (➜ Volume 1, Modulo 6, Unità 3, par. 3.1) e si è posto il problema della non linearità della caratteristica tensione/posizione quando il dispositivo è caricato con una resistenza di utilizzazione. In quest’Unità verranno approfondite alcune tematiche già trattate nel Volume 1 ed è analizzato il trasduttore di posizione a trasformatore differenziale. 2.1 Trasduttore di posizione lineare. Potenziometro Il trasduttore di posizione lineare è costituito da una resistenza racchiusa in un contenitore metallico nel quale scorre un’asta anch’essa metallica. All’esterno del contenitore sono riportati tre reofori detti inizio, centro e fine (fig. 2.2). La resistenza del trasduttore è misurata tra il terminale inizio e centro e varia da 0 Ω, quando l’asta è nella posizione L = 0, ad un valore massimo RMAX, dipendente dalle caratteristiche del trasduttore, quando l’asta è nella posizione L = LMAX (asta tutta esterna). Fig. 2.1 Centro Inizio Spostamento Centro Inizio Fig. 2.2 Fine RS Fine L 0 ➜ L max Esempio Nella figura 2.3 è riportato lo schema del circuito di condizionamento di un trasduttore di posizione lineare costituito da un potenziometro, con le caratteristiche di tabella 2.1, in grado di fornire una tensione variabile nel range 0 V ÷ 5 V quando l’asta del cursore mobile subisce uno spostamento variabile nel range 0 mm ÷ 50 mm. TAB. 2.1 Caratteristiche di un trasduttore di posizione lineare. Caratteristiche Valore nominale RS Corsa asta Intensità di corrente max 27 Valori U. misura 2 kΩ 0 ÷ 50 mm 10 mA Unità 2 Trasduttori di posizione 0070.M01_UD02_trasduttori.qxd 15-05-2006 16:54 Pagina 28 Per ottenere le migliori prestazioni, è opportuno che il trasduttore sia utilizzato come partitore di tensione oppure sia alimentato con un’intensità costante di corrente prodotta da un generatore di corrente con A.O. R R 12 V 2 3 CA3140 0 R2 6 12 V R1 I RS Trasduttore 1 mA [mm] Trasduttore 4 R E Lunghezza 7 2 0 [Ω] 0 [V] 0 [V] 7 R CA3140 3 V0 VS RS 2000 VS 6 4 2k 50 2 V0 Fig. 2.3 5 Supponendo E = 12 V ed imponendo un’intensità di corrente costante I = 1 mA, si calcolino i valori della resistenza R e della tensione massima VS. E 12 = = 12 kΩ ( ±1%) I 1⋅ 10 −3 © RCS LIBRI EDUCATION SPA R= VS ( L = 50 mm) = 2 ⋅ 10 +3 ⋅ 1⋅ 10 −3 = 2 V Per non caricare il potenziometro è consigliabile utilizzare un amplificatore ad elevata resistenza d’ingresso. Il guadagno G dell’amplificatore è: G= dove G = 1 + R2 . R1 V0 5 = = 2, 5 VS 2 Posto R1 = 10 kΩ, si ha R2 = 1,5 ⋅ 10 ⋅ 103 = 15 kΩ (12 kΩ + 4,7 kΩ). ➜ 2.2 Trasduttore di posizione angolare (potenziometro rotativo) Il trasduttore di posizione angolare è utilizzato per misurare o controllare uno spostamento angolare. Il dispositivo è costituito da un potenziometro a spostamento angolare la cui parte mobile, centrata con la parte fissa, ruota in modo da descrivere un angolo (fig. 2.5). Il pin centrale è strisciante e può essere collegato meccanicamente ad una molla di richiamo. Fig. 2.4 Centro a ∆RS Inizio Fig. 2.5 28 Inizio Centro RS Fine Fine MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0070.M01_UD02_trasduttori.qxd 15-05-2006 16:54 Pagina 29 Il circuito di figura 2.6 è un esempio di conversione spostamento angolare/tensione (RS /V). La resistenza Rα, misurata tra inizio e centro, dipende dallo spostamento angolare. La resistenza d’utilizzazione RC è separata da quella del dispositivo con l’amplificatore operazionale, ad elevata resistenza d’ingresso, al fine di non caricare il trasduttore. VCC α =120° RS α =0° A.O. VS E Trasduttore RC V0 Fig. 2.6 ➜ Esempio Nella figura 2.7 è riportato lo schema di un circuito di condizionamento adatto a generare una tensione V0 nel range 0 V ÷ 5 V quando lo spostamento del cursore del trasduttore di posizione angolare (RS 319-310)1 varia tra 20° e 100°. +12 V 2,2 k α VREF LM336 2,5 V α =100° E RS α =20° Trasduttore 7 2 1 10 k RG VS 20 6 INA111 8 3 4 [Gradi] 100 VS V0 0,27 [V] 5 4,19 V0 0 [V] 5 –12 V Fig. 2.7 Nelle tabelle 2.2 e 2.3 sono riportati rispettivamente le caratteristiche elettriche ed i valori sperimentali della resistenza del trasduttore. TAB. 2.2 Caratteristiche del trasduttore di posizione angolare. Caratteristiche Valori U. misura 5 kΩ Rotazione meccanica 120 Gradi Potenza max (a 40 °C) 1 W 2 % ± 20 % Valore nominale RS Linearità Tolleranza TAB. 2.3 Valori sperimentali della resistenza del trasduttore. α [°] Ω] RS [Ω 0 20 100 120 170 240 3670 4370 Per non riscaldare il trasduttore, si fissi una tensione d’alimentazione E = 5 V in modo che la potenza assorbita sia minore di 1 W. Le tensioni VS sono: VS (α = 20° ) = 240 ⋅ 5 = 0, 27 V 4370 VS (α = 100° ) = 3670 ⋅ 5 = 4,19 V 4370 1 RS Componenti Elettronici - www.rs-components.it. 29 Unità 2 Trasduttori di posizione 0070.M01_UD02_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:54 Pagina 30 L’amplificatore per strumentazione INA111 realizza l’offset con la tensione di riferimento VREF = 0,27 V ed il fattore di scala. Il guadagno G, che consente di ottenere il fattore di scala, è: V0 (α = 100° ) = G ⋅ [Vs (α = 100° ) − VREF ] = 5 V V0 (α = 100° ) 5 = = 1, 27 Vs (α = 100° ) − VREF 3, 92 G= Poiché G = 1 + 50 ⋅ 103 , la resistenza RG risulta: RG RG = 2.3 50 ⋅ 103 50 ⋅ 103 = = 185,18 kΩ G −1 1, 27 − 1 (150 kΩ + 50 kΩ) ➜ Trasduttore di posizione lineare a trasformatore differenziale Il trasduttore di posizione lineare a trasformatore differenziale (LVDT) è un dispositivo di costo contenuto in relazione alle elevate caratteristiche che possiede (fig. 2.8). La precisione, la sensibilità e la lunga durata lo rendono particolarmente adatto in Fig. 2.8 applicazioni gravose. Il principio di funzionamento è basato sulla variazione di flusso concatenato generato dallo spostamento di un cilindro ferromagnetico (ferro-nichel) che scorre all’interno dell’avvolgimento d’eccitazione (primario) al quale sono sovrapposti due avvolgimenti identici d’uscita (secondari). Questi ultimi sono avvolti in modo da estendere il campo di misura e rendere minimo l’errore e massima la linearità (fig. 2.9). L In In 0 Cilindro magnetico Secondario1 (Out1) L Asta Out1 Out1 Primario (In) Asta Out2 Out2 Fig. 2.9 Secondario2 (Out2) Alimentando il primario con una tensione sinusoidale e sui due secondari si generano due tensioni sinusoidali indotte e1 ed e2 che sono uguali in ampiezza, quando il cilindretto è nello zero centrale rispetto agli avvolgimenti, e diverse, se il cilindretto è spostato verso destra o verso sinistra (fig. 2.10). Fig. 2.10 Segnali sinusoidali d’uscita (rappresentazione temporale e vettoriale). e1 e2 e e1 e2 t e1 e2 Se i due avvolgimenti secondari sono collegati in opposizione e il cilindro è spostato a destra rispetto alla posizione di zero centrale (fig. 2.11), la tensione d’uscita eu è uguale alla differenza istantanea delle tensioni sinusoidali d’uscita eu = e1 − e2 ed è sfasata di 180° rispetto alla tensione e1. 30 MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0070.M01_UD02_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:54 e Fig. 2.11 Segnali d’uscita con il cilindro spostato a destra. Pagina 31 e1 e2 e2 e1 e1 e2 e1 eu t e2 eu eu Se, invece, il cilindro è spostato verso sinistra rispetto alla posizione di zero centrale, l’ampiezza di e1 aumenta, quella di e2 diminuisce e la tensione d’uscita è eu = e1 − e2 risulta in fase rispetto alla tensione e1 (fig. 2.12). Fig. 2.12 Segnali d’uscita con il cilindro spostato a sinistra. e1 e 2 e1 e2 e1 e2 eu e1 e2 eu eu t eu © RCS LIBRI EDUCATION SPA e Si consideri un trasduttore LVDT alimentato con una tensione sinusoidale avente frequenza di qualche kHz. Nell’ipotesi che l’accoppiamento magnetico sia ideale (assenza totale di flusso disperso), il rapporto spire coincide con il rapporto delle tensioni. Vs N = S Vp Np dove: • • • • Ns è il numero di spire del primario (trasformatore ideale); Np è il numero di spire del secondario (trasformatore ideale); Vs è la tensione applicata al primario; Vp è la tensione applicata al secondario. Si dimostra che la tensione d’uscita è proporzionale allo spostamento eu = m · L, dove m è una costante dimensionale coincidente con il coefficiente angolare dell’equazione della retta. eu La caratteristica tensione/posizione è riportata in figura 2.13. Le principali caratteristiche dei trasduttori di posizione LVDT, utilizzati principalmente come indicatori di zero nei sistemi di controllo di posizione, sono: L L L • vita praticamente illimitata perché non vi sono contatti striFig. 2.13 scianti tra il cilindro mobile ferromagnetico e gli avvolgimenti; • elevata sensibilità dovuta alla mancanza di attriti ed all’effetto induttivo sul quale è basato il suo principio di funzionamento; • totale isolamento tra primario e secondario; • alta precisione e linearità; • elevata robustezza dovuta ai materiali impiegati per la costruzione; • applicazioni nel controllo di precisione di sistemi. Poiché il trasduttore deve essere sollecitato da una tensione sinusoidale, il circuito d’utilizzazione deve generare un segnale sinusoidale, con ampiezza e frequenza variabili per alimentare il primario e deve convertire le tensioni sinusoidali dei due secondari in una tensione continua proporzionale allo spostamento L. La difficoltà a realizzare circuiti di condizionamento con componenti discreti e la necessità di produrre schede di dimensioni ridotte, induce il progettista ad utilizzare integrati dedicati al condizionamento dei segnali per trasduttori LVDT. Tra i numerosi integrati disponibili si prendono in considerazione l’AD598 e l’AD698 dell’Analog Devices, adatti rispettivamente per trasduttori LVDT a 5 e 4 fili. 31 Unità 2 Trasduttori di posizione 0070.M01_UD02_trasduttori.qxd 2.3.1 22-12-2005 08:54 Pagina 32 Circuito di condizionamento del trasduttore LVDT con l’integrato AD598 L’AD598 elimina i problemi dovuti all’eventuale variazione di ampiezza e di frequenza del segnale d’eccitazione poiché opera con il rapporto tra la differenza e la somma dei segnali sinusoidali e con circuiti raddrizzatori. In tal modo sui morsetti d’uscita è disponibile una tensione continua. All’interno dell’AD598 sono integrati l’oscillatore con il relativo amplificatore di potenza, i circuiti per la demodulazione delle tensioni secondarie, il filtro e l’amplificatore finale (fig. 2.14). Eccitazione VB Fig. 2.14 Schema a blocchi dell’AD598. AD598 AMPLIFICATORE OSCILLATORE FILTRO AMPLIFICATORE A B A B VA Vout (DC) LVDT La tensione d’uscita continua si ricava dall’elaborazione dei segnali secondari, dal filtraggio e dall’amplificazione. La demodulazione delle tensioni sinusoidali secondarie dipende solo dalle ampiezze di queste e non da quella d’eccitazione e, per una efficiente demodulazione, è necessario che la somma delle tensioni secondarie sia costante al variare della posizione del cilindretto. La posizione L del cilindretto si ricava dal rapporto tra la differenza e la somma dei segnali A e B dove A e B sono la media delle ampiezze fornite dai due segnali secondari (fig. 2.14). La tecnica del rapporto tra differenza e somma dei segnali rende insensibile l’uscita Vout alle eventuali variazioni d’ampiezza del segnale d’eccitazione. Nella tabella 2.4 sono riportate le caratteristiche dell’integrato AD598. TAB. 2.4 Caratteristiche dell’integrato AD598. Caratteristiche Valori ± 18 o 36 Alimentazione duale o singola V 2,1 ÷ 24 V (RMS) 100 mV (RMS) 20 ÷ 20.000 Hz 30 mA 0 ÷ 70 °C Tensione d’eccitazione primaria (fig. 2.16) Tensioni secondarie minime Frequenza d’eccitazione U. misura Corrente d’eccitazione Range di temperatura operativo Uscita unipolare o bipolare selezionabile – – Interfacciamento con trasduttori rotativi RVDT – – Le specifiche del trasduttore a trasformatore LVDT (RS 646-549) e lo schema elettrico a 5 fili sono riportati nella tabella di figura 2.15. Azzurro Bianco Corsa 15 mm Corrente d’eccitazione 6 mA Tensione d’eccitazione [RMS] Frequenza d’eccitazione (max rendimento) 1 V-10 V (tip. 5 V) 5 kHz Verde Impedenza d’uscita 220 k Ω Sensibilità Fig. 2.15 Schema del trasduttore LVDT. 32 Giallo LVDT Rosso 34,26 mV/V/mm (tip.) Non linearità 0,14 % Carico 100 k Ω MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0070.M01_UD02_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:54 Pagina 33 In figura 2.16 è riportato il circuito di condizionamento per il trasduttore LVDT a 5 fili con l’integrato AD598. 2 3 R1 4 5 VB 10 6 C1 7 8 C2 VA 9 11 EXC1 AD598 +Vs EXC2 -Vs LEV1 OFFSET1 LEV2 OFFSET2 VB FREQ1 OUT FILT FEEDBACK FREQ2 SIG OUT B1 FILT SIG REF B2 FILT A2 FILT VA A1 FILT 20 + 12 V 1 – 12 V 19 18 R4 R3 VEXC [VRMS] 30 +Vs –Vs 20 14 15 C4 R2 16 RL 17 10 V0 13 12 C3 0 0,01 Fig. 2.16 0,1 1 10 100 1000 R 1 [kΩ] La resistenza R1 = 6,8 kΩ fissa l’ampiezza della tensione d’uscita consigliata VEXC = 5 VRMS mentre la frequenza consigliata f = 5 kHz si ottiene dalla relazione fornita dal costruttore (figg. 2.15 e 2.16). C1 = 35 F ⋅ Hz feccitazione = 35 ⋅ 10 −6 = 7 nF 5 ⋅ 103 In tabella 2.5 sono riportati valori sperimentali rilevati con una tensione duale VS = ± 15 V, R1 = 6,8 kΩ, C1 = 6,8 nF ed L = ± 15 mm. TAB. 2.5 Valori sperimentali. Valori U. misura Frequenza oscillatore EXC 4,71 kHz VPRI 4,96 VRMS VSEC = VA = VB (zero centrale, L = 0) 1,17 VRMS VA + VB 2,34 VRMS VA (posizione L = + 15 mm) 2,97 VRMS VB (posizione L = − 15 mm) 0,51 VRMS Dal fattore di scala Vout si ricava il valore della R2: VPRI −6 Vout = S ⋅ ⋅ 500 ⋅ 10 ⋅ R2 ⋅ L V + V ( A B ) ( R2 = ) Vout ⋅ (VA + VB ) ( ) S ⋅ VPRI ⋅ 500 ⋅ 10 −6 ⋅ L [2.1] [2.2] dove: • Vout è il range di tensione d’uscita in DC. Per un fattore di scala bipolare, ad esempio ± 10 V, la Vout = 20 V; • S è la sensibilità del trasduttore espressa in mV d’uscita per Volt d’ingresso e per sposta mV 1 ⋅ −3 menti in millesimi di pollici ; V 10 ⋅ pollici • VPRI è la tensione in RMS d’eccitazione del primario; • (VA + VB) è la somma delle tensioni secondarie VA e VB in RMS calcolate nella posizione dello zero centrale (L = 0, VA = VB); • L è la corsa dell’asta espressa in millesimi di pollici. Dimensionando opportunamente le resistenze R3 ed R4 del circuito di figura 2.16, si può ottenere un fattore di scala Vout unipolare. La [2.3], fornita dal costruttore, permette di fissare un offset positivo o negativo. 33 Unità 2 Trasduttori di posizione 0070.M01_UD02_trasduttori.qxd 15-05-2006 16:55 Pagina 34 1 1 VOS = 1, 2 ⋅ R2 ⋅ − 3 3 R4 + 5 ⋅ 10 R3 + 5 ⋅ 10 [2.3] dove VOS è il valore di tensione di cui deve essere traslato il segnale continuo d’uscita Vout. Per ottenere una tensione d’offset positiva, come ad esempio un fattore di scala unipolare 0 V ÷ 10 V, partendo da un fattore di scala bipolare Vout = ± 5 V, si pone nella [2.3] R4 = ∞ e VOS = 5 V (valore della tensione di traslazione) e si ricava: R3 = 1, 2 ⋅ R2 − 5 ⋅ 103 VOS [2.4] I condensatori C2 = C3 = 0,1 µF e C4 = 0,33 µF sono necessari per il filtraggio dei segnali. ➜ Esempio 1°) V01 = ± 10 V 2°) V02 = ± 5 V 3°) V03 = 0 V ÷ 10 V Vout 2 [V] V out 1 [V] Vout 3 [V] 10 10 5 5 5 5 Fig. 2.17 Fattori di scala. L [mm] 5 5 L [mm] 5 5 10 1° Caso: V01 = ± 10 V © RCS LIBRI EDUCATION SPA Si dimensionino le resistenze R2, R3 ed R4, dello schema elettrico di figura 2.16. Per il circuito di condizionamento si utilizzi il trasduttore di posizione LVDT e, per uno spostamento L = ± 5 mm, deve fornire le seguenti tensioni d’uscita V0 (fig. 2.17): L [mm] Dalla [2.2], esprimendo la sensibilità S = 34,26⋅10–3 in [mV/ V/mm] e la lunghezza L in [mm], posto V01 = 20 V ed L = 10 mm, si ha: R2 = 34, 26 ⋅ 10 −3 20 ⋅ 2, 34 = 55,12 kΩ ⋅ 4, 96 ⋅ 500 ⋅ 10 −6 ⋅ 10 R3 = R4 = ∞ 2° Caso: V02 = ± 5 V Dalla [2.2], con R3 = R4 = ∞, si ha: R2* (V02 = ± 5 V ) = 10 ⋅ 2, 34 R = 27, 56 kΩ = 2 −6 2 34, 26 ⋅ 10 ⋅ 4, 96 ⋅ 500 ⋅ 10 ⋅ 10 −3 3° Caso: V03 = 0 V ÷ 10 V Ponendo nella [2.4] R4 = ∞ e VOS = 5 V (valore della tensione di traslazione), si ricava il valore della resistenza R3: R3 = 34 1, 2 ⋅ R2* − 5 kΩ = 6,16 ⋅ 103 − 5 ⋅ 103 = 1,16 kΩ VOS MODULO 1 TRASDUTTORI ➜ ED ATTUATORI 0070.M01_UD02_trasduttori.qxd 2.3.2 15-05-2006 16:55 Pagina 35 Circuito di condizionamento per il trasduttore LVDT con l’integrato AD698 Il principio di funzionamento dell’integrato AD698 è molto simile a quello dell’AD598. Nel chip sono integrati tutti i circuiti necessari per generare il segnale pilota, quelli di demodulazione e di filtraggio per il canale B (segnale sinusoidale d’eccitazione) e per il canale A (segnale sinusoidale d’uscita). Il dispositivo opera con il rapporto tra il segnale del canale A e quello del canale B e richiede trasduttori a 4 fili (fig. 2.18). L’amplificatore finale permette di fissare il guadagno per la selezione del range d’uscita. Anche per questo integrato la tecnica del rapporto tra i segnali VA e VB rende insensibile l’uscita Vout dalle eventuali variazioni di ampiezza del segnale di eccitazione. Se il segnale del secondario è sfasato rispetto a quello del primario si può fare uso di una rete di compensazione esterna di tipo anticipatrice o ritardatrice. Eccitazione Tensione riferimento Amplificatore B LVDT Oscillatore A B Fig. 2.18 Schema a blocchi AD698. Vout (DC) Amplificatore Filtro A AD698 Lo schema funzionale del circuito di condizionamento del trasduttore LVDT è riportato in figura 2.19. Per dimensionare i componenti R1 e C1 si utilizzano le stesse modalità dell’integrato AD598. La resistenza R2 e la tensione VOS sono determinati dalle relazioni: R2 = ( V0 S ⋅ L ⋅ 500 ⋅ 10 −6 1 1 − VOS = 1, 2 ⋅ R2 ⋅ 3 3 R4 + 2 ⋅ 10 R3 + 2 ⋅ 10 ) Se il fattore di scala V0 è solo unipolare, ad esempio 0 V ÷ +10 V, si ha: R3 = R4 = ∞ 2 3 1M R1 4 5 12 6 C1 7 8 C2 9 13 LVDT 11 10 EXC1 EXC2 AD698 +Vs –Vs LEV1 OFFSET1 LEV2 OFFSET2 -A IN OUT FILT FREQ1 FEEDBACK FREQ2 SIG OUT BFILT1 SIG REF BFILT2 AFILT2 +A IN AFILT1 +B IN -ACOMP -B IN +ACOMP 1, 2 ⋅ R2 − 2 ⋅ 103 VOS 24 + 12 V 1 – 12 V 23 22 +Vs –Vs R4 R3 VOS = 5 V VEXC [VRMS] 30 18 19 20 R2 C4 20 V0 RL 21 10 16 17 15 14 C3 PHASE LAG C RT RS RS 0 0,01 0,1 1 10 100 1000 R 1 [kΩ] Fig. 2.19 35 Unità 2 Trasduttori di posizione 0080.M01_UD03_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:55 Pagina 36 unità 3. Trasduttori di umidità I trasduttori di umidità sono sensibili alla quantità di acqua presente nell’ambiente e rilevano l’umidità relativa, definita come il rapporto tra l’umidità assoluta (quantità di vapore acqueo contenuta in un metro cubo di aria) e l’umidità di saturazione (quantità di vapore acqueo massimo contenuto in un metro cubo di aria prima della condensa): % RH = Umidità assoluta 1001 Umidità di saturazione Considerato che il rilievo dell’umidità relativa basa il principio di funzionamento sul tipo di variazioni di alcune grandezze elettriche, in commercio si trovano trasduttori a variazione di resistenza, di capacità e termica. I trasduttori di umidità relativa a variazione di resistenza sono costituiti da materiali igroscopici, ad esempio il cloruro di litio, nei quali piccole variazioni di umidità relativa provocano grandi variazioni di resistenza. I tempi di risposta sono brevi. I trasduttori di umidità relativa a variazione di capacità sono costituiti da due armature metalliche separate da un materiale dielettrico igroscopico. Le variazioni di capacità, in verità piccole (≅ ± 20%) dipendono dalla variazione della costante dielettrica del materiale igroscopico sensibile alle variazioni di umidità relativa. I tempi di risposta sono lunghi. I trasduttori di umidità relativa a variazione termica basano il principio di funzionamento sulla differenza di temperatura tra un corpo secco ed un uguale corpo umido. 3.1 Trasduttore di umidità (capacitivo) Il trasduttore di umidità è utilizzato per misure di umidità relativa nei sistemi in cui non è richiesta un’elevata precisione. Il trasduttore è realizzato con un materiale dielettrico igroscopico, ma insensibile alle sostanze inquinanti, sempre preVCC senti nell’aria. Le facce del dielettrico, la cui costante dielettrica relativa εr dipende dal valore dell’umidità relativa, sono ricoperte da un sottile strato di oro e protette da un involucro plastico forato. Sulle armature del condensatore così formato sono 14 4 13 V0 saldati i due reofori. 5 La capacità CS del trasduttore è: Cs = C0 + ∆C 5 dove C0 è il valore della capacità riferito all’aria secca e ∆C è la variazione di capacità dovuta alla variazione di umidità relativa. Per il rilievo della grandezza fisica il trasduttore di umidità relativa può essere inserito in un multivibratore astabile che genera un’onda quadra TTL/CMOS la cui frequenza è funzione dell’umidità relativa (fig. 3.1): f = 1 0, 7 ⋅ R ⋅ C s [3.1] 3 CD4047 12 1 9 CS 2 8 7 Fig. 3.1 1 % RH sta per Relativy Humidity (umidità relativa) percentuale. 36 MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI R 0080.M01_UD03_trasduttori.qxd 3.2 22-12-2005 08:55 Pagina 37 Trasduttore di umidità (resistivo) Il trasduttore di umidità relativa C5-M32 (fig. 3.2), prodotto dalla Shinyei Kaisha, è realizzato con un materiale sensibile all’umidità relativa disposto su un substrato ed incapsulato in un contenitore plastico. Il trasduttore ha ridotte dimensioni, una bassa isteresi ed una stabilità a lungo termine. Può essere utilizzato nei sistemi di controllo dell’umidità, negli idrometri, nelle macchine copiatrici a colori, ecc. La caratteristica resistenza/umidità relativa è esponenziale decrescente (fig. 3.3). Fig. 3.2 1000 Resistenza sensore [kOhm] Tensione 1 V Frequenza 1 kHz Segnale sinusoidale 100 10 Sensore umidità C5M3 1 20 30 40 Fig. 3.3 50 60 70 80 90 Umidità relativa [% RH] Le caratteristiche elettriche del trasduttore sono riportate nella tabella 3.1. TAB. 3.1 Caratteristiche del trasduttore C5-M3. Caratteristiche Valori U. misura Tensione d’alimentazione max in AC 5 V Potenza max 5 mW 0,5 ÷ 3 V 1 V 500 ÷ 2000 Hz 0 ÷ 60 °C 20 ÷ 95 % RH 19,8 ÷ 50,2 kΩ Tensione d’alimentazione Tensione d’alimentazione tipica Frequenza sinusoide d’alimentazione Campo di temperatura Campo di umidità Resistenza (25 °C, 60% RH, 1 kHz, 1 V AC) Resistenza tipica (25 °C, 60% RH, 1 kHz, 1 V AC) 31 kΩ Accuratezza (25 °C, 60% RH, 1 kHz, 1 V AC) ±5 % RH Materiale del sensore Colore del sensore Dimensioni © RCS LIBRI EDUCATION SPA Temperatura 25 °C ABS Bianco 6,8 4,8 3,6 mm 2 Commercializzato in Italia dalla ditta GVZ Components s.r.l. - www.gvzcomp.it. 37 Unità 3 Trasduttori di umidità 0080.M01_UD03_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:55 Pagina 38 Il costruttore fornisce altri grafici che evidenziano la dipendenza della caratteristica dalla frequenza del segnale d’eccitazione e dalla temperatura e, inoltre, raccomanda di evitare: • • • • alimentazioni con tensioni in DC; condizioni di condensazioni; esposizioni su superfici che possono essere bagnate; esposizioni in presenza di gas organici ed inorganici. Nella figura 3.4 è riportato lo schema funzionale di un circuito che fornisce una tensione uscita V0 in funzione dell’umidità relativa. Il trasduttore, inserito in un partitore di tensione, è alimentato con una tensione sinusoidale, come richiesto dalle specifiche del costruttore. La tensione VS è applicata ad un rivelatore di picco realizzato con un raddrizzatore di precisione a semplice semionda. Tale circuito permette di operare anche con tensioni inferiori a quella di soglia del diodo raddrizzatore. La compensazione in temperatura si ottiene sostituendo la resistenza R con un termistore. 10 k 10 k + 12 V 2 0,1 µ RH VIN 1V VS 3 Trasduttore 7 6 CA3140 V0 4 33 µ – 12 V R 1 kHz 1N914 Tantalio 100 k Fig. 3.4 I valori di misura ed i valori sperimentali per una umidità relativa % RH ≅ 45% sono riportati nella tabella 3.2. TAB. 3.2 Valori di misura d ➜ Valori sperimentali VIN(max) [V] fIN [kHz] VS [V] V0 (DC) [V] RH [kΩ] 1 1 0,4 0,660 150 Esempio Si realizzi un circuito di condizionamento per il rilievo dell’umidità relativa nel range 30% RH ÷ 90% RH con il trasduttore di umidità relativa a variazione di resistenza C5-M3. La tensione d’uscita V0 sia 0 V per una umidità relativa del 30% RH e 5 V per una umidità relativa del 90% RH. + 12 V Rb Ra 33 k 4 5 + 12 V 6 7 ICL 8 8038 C1 10 n R 27 k RS C5 - M3 R1 47 k 2 11 2 7 3 U1 4 C 6 C R2 82 k RL C 10 12 47 k Vout – 12 V C 7 2 3 U2 0,1 µ 6 C2 1M 7 3 1 4 R7 R P1 5,6 k 1k V0 5 C VREF – 12 V 6 INA111 8 2 RC 33 µ Tant. R6 C RG IN4148 C 56 k + 12 V VDC 4 VS R3 R8 – 12 V 2,7 k + 12 V 10 k 38 C = 0,1 µ R G = 4,7 k + 500 47 k 47 k – 12 V Fig. 3.5 R5 + 12 V C 33 k R4 LM336-2,5 V MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0080.M01_UD03_trasduttori.qxd 15-05-2006 16:56 Pagina 39 Nella figura 3.5 è riportato lo schema elettrico funzionale: 0, 66 R 1− b • l’integrato ICL8038 genera il segnale sinusoidale con frequenza di 1 kHz f = C1 ⋅ Ra 2 ⋅ Ra ed ampiezza VPP = 2,8 V; • il partitore R1 ed R2 attenua l’ampiezza del segnale sinusoidale, secondo le specifiche del data sheet, ad un valore massimo VM = 1,41 V (Veff = 1); • l’integrato U1 è un amplificatore con A.O. a guadagno unitario con la sola funzione di non caricare il partitore R1 ed R2; • la resistenza RL = ( ) RSmed ⋅ RSmin + RSmax − 2 ⋅ RSmin ⋅ RSmax RSmin + RSmax − 2 ⋅ RSmed , in parallelo alla RS , linearizza la caratteristica del trasduttore poiché ha una accentuata non linearità3; • la resistenza R3 (partitore resistivo con la resistenza RS) realizza la conversione resistenza/tensione. La posizione della resistenza R3, a valle della resistenza del sensore RS , rende la caratteristica VS/RS crescente all’aumentare dell’umidità relativa; • l’amplificatore operazionale U2, il diodo 1N4148 ed il condensatore C2 formano un rivelatore di picco. È realizzato con un raddrizzatore di precisione a semplice semionda in grado di operare anche con tensioni inferiori a quella di soglia del diodo raddrizzatore; • l’integrato LM336-2,5 V genera la tensione di riferimento VREF = VDC (30% RH) per l’offset; • l’integrato per strumentazione INA111 realizza l’offset V0 = 0 (30% RH) ed il fattore di scala V0 = 5 V (90% RH) unitamente alla resistenza RG; • la resistenza RG fissa il guadagno G per il fattore di scala. Dalla tabella 3.3 si ha: G= V0 5 = = 11,38 VDC (90% RH) − VDC (30% RH) 1, 305 − 0, 865 RG = 50 ⋅ 103 = 4, 82 k G −1 (4,7 kΩ + 500 Ω ) Per la taratura si osservi la seguente procedura: si vari RP1 fino ad ottenere VREF = 0,865 V e successivamente si regoli il trimmer di RG fino ad ottenere V0 = 5 V quando l’umidità relativa è uguale a 90% RH. Dalla figura 3.3 si ricavano i valori riportati in tabella 3.3. TAB. 3.3 % RH RS [kΩ] RS/L [kΩ] VOUT (max) [V] VS (max) [V] VC (DC) [V] 30 1.200 26,40 1,4 0,90 0,865 90 3 2,7 1,4 1,31 1,30 ➜ 3.3 Trasduttore di umidità HIH3605A La Honeywell produce un trasduttore di umidità (HIH3605A) integrato (fig. 3.6) su un supporto ceramico (RS 334-2975)4. Il dispositivo fornisce una tensione continua lineare ed amplificata in funzione dell’umidità relativa, non compensata in temperatura. Nella tabella 3.4 sono riportate le caratteristiche del trasduttore. Se non è richiesta la compensazione in temperatura, il trasduttore può essere utilizzato direttamente come mostrato in figura 3.7, dove si evidenziano le caratteristiche % RH/V in funzione della temperatura e la piedinatura dell’integrato. Fig. 3.6 3 Con R Smed (60% RH) = 35 kΩ (Fig. 3.3), RL = 30,8 kΩ (27 kΩ). 4 (RS 293-8301) o (RS 293-8317). 39 Unità 3 Trasduttori di umidità 0080.M01_UD03_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:55 Pagina 40 4,5 TAB. 3.4 4,07 3,90 4,0 Tensione di uscita in D.C. [V] 3,5 Trasduttore HIH3605A 3,50 Valori sperimentali del trasduttore HIH3605A. Caratteristiche Valori U. misura Tensione d’alimentazione 4 ÷ 5,8 V 5 V Range di funzionamento 0 ÷ 100 % RH Tensione d’uscita in DC (5 V, 25 °C) 0,8 ÷ 3,9 V Tensione d’alimentazione tipica 3,0 0 °C 25 °C 85 °C 2,5 2,0 1,5 Linearità ± 0,5 % Corrente assorbita (5 V) 200 µA − 40 ÷ + 85 °C Range di temperatura operativa 1,0 0,8 0,5 OUT 0,0 0 20 40 60 80 100 Umidità relativa [% RH] 3.4 Trasduttore di umidità (modulo integrato) La Shinyei Kaisha costruisce un modulo con integrati SMD (fig. 3.8). Il dispositivo fornisce due distinte tensioni continue che aumentano in modo lineare in funzione della temperatura e dell’umidità relativa (fig. 3.9). Il modulo utilizzato (RHU-217) è privo di termistore per la misura di temperatura ed utilizza come elemento sensitivo dell’umidità il trasduttore HPR-MQ-M3. Nella tabella 3.5 sono riportate le caratteristiche elettriche. Fig. 3.8 TAB. 3.5 Caratteristiche dell’RHU-217. Caratteristiche Valori U. misura Tensione d’alimentazione (DC) 5 V Corrente 5 mA Termistore No Campo di misura della temperatura Campo di misura dell’umidità (senza condensa) Tensione d’uscita in DC (range 0% RH ÷ 100% RH) Accuratezza (25 °C, 60% RH, 1 kHz) TH 0 ÷ 60 °C 30 ÷ 100 % RH 0 ÷ 3,3 V ±5 % RH Thermistor 4 3 Humidity 2 circuit 4 Temperature output (V DC) 3 GND 2 Humidity output (V DC) 1 Power (+ 5 V) 1 RHU-217 Fig. 3.9 40 MODULO 1 TRASDUTTORI © RCS LIBRI EDUCATION SPA Fig. 3.7 ED ATTUATORI 0090.M01_UD04_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:56 Pagina 41 unità 4. Trasduttori fotoelettrici Le radiazioni luminose, aventi lunghezza d’onda compresa nello spettro della luce visibile, modificano le proprietà elettriche di alcune sostanze dando origine all’effetto fotoconduttivo ed all’effetto fotoelettrico. Le fotoresistenze, nelle quali la radiazione luminosa modifica la conducibilità elettrica, basano il loro principio di funzionamento sull’effetto fotoconduttivo. I fotodiodi, i fototransistor, i fototriac, invece, nei quali è generata un’intensità di corrente quando la radiazione luminosa incide sulla giunzione p-n polarizzata, basano il loro principio di funzionamento sull’effetto fotoelettrico (fig. 4.1). A A C C N P p P n N N K K Fig. 4.1 Fotoresistenza 4.1 E Fotodiodo E Fototransistor Il fotoresistore NORPS-12 I fotoresistori sono costituiti con materiali semiconduttori leggermente drogati (solfuro di cadmio CdS, solfuro di piombo PbS, ecc.) e disposti tra due elettrodi (➜ Volume 2, Modulo 2, Unità 1). Sono dispositivi molto economici, ma hanno una caratteristica non lineare, una bassa accuratezza, tempi di risposta lenti e, pertanto, sono utilizzati in applicazioni a bassa precisione. La variazione della resistenza R in funzione dell’illuminamento E1 è: R = A ⋅ E –α dove: Fig. 4.2 • A è la costante dimensionale; • E è l’illuminamento (flusso luminoso incidente per una superficie unitaria); • α è la costante adimensionale minore di 1. 1 Nel Sistema Internazionale (SI) il Lux, il cui simbolo è [lx], è l’unità di misura dell’illuminamento E. Il Lux è il rapporto tra il lumen ed il m2: 1 Lux è l’illuminamento prodotto dal flusso luminoso di 1 lm (lumen) che incide perpendicolarmente su una superficie di 1 m2. A volte il Lux è indicato con il phot (ph = 104 lx) o con il foot (fc = 10,76 lx). 41 Unità 4 Trasduttori fotoelettrici 0090.M01_UD04_trasduttori.qxd 9-01-2006 10:27 Pagina 42 La caratteristica resistenza/illuminamento del fotoresistore (RS 651-507)2 presenta un’accentuata non linearità, una pendenza negativa ed è instabile nel tempo (fig. 4.3). Resistenza [k Ω] 1000 Potenza [mW] 250 200 150 100 50 100 10 1 0,1 1 0 10 20 30 40 50 60 70 80 10 100 1000 Fig. 4.3 Lux [lx] Temperatura [°C] Nella tabella 4.1 sono riportate le principali caratteristiche elettriche. TAB. 4.1 Caratteristiche elettriche del NORPS-12. Caratteristiche Valori Resistenza d’oscurità (min.) Resistenza di cella a 10 lx MΩ 9 kΩ Resistenza di cella a 1000 lx 400 Ω Tensione max di picco (AC e DC) 320 V Corrente max Potenza max ➜ U. misura 1 75 mA 250 mW Esempio Si progetti un circuito di condizionamento per il fotoresistore NORPS-12, in modo da avere una tensione d’uscita V0 variabile linearmente da −5 V a +5 V quando l’illuminamento E varia nell’intervallo 10 lx ÷ 1000 lx. Dalla tabella 4.1 e dal grafico della figura 4.3 si ricavano i valori delle resistenze Rmin, Rmed ed Rmax, dalle quali si calcola la resistenza RL di linearizzazione (tab. 4.2). TAB. 4.2 Lux [lx] R [Ω] RL = 10 505 1000 Rmax = 9000 Rmed ≅ 1000 Rmin = 400 Rmed ⋅ (Rmin + Rmax ) − 2 ⋅ Rmin ⋅ Rmax = 305 Ω Rmin + Rmax − 2 ⋅ Rmed Lo schema elettrico per il condizionamento del segnale contiene la resistenza di linearizzazione RL = 330 Ω (Val. com.), il convertitore lux/V e l’amplificatore per realizzare il range richiesto (fig. 4.4). +12 V RL 2 1 VAB RG R Lux 7 6 7 V1 INA111 8 3 R1 3 0 [V] 0 [V] –5 [V] V0 4 2 LM336 Trasduttore 5V 4 5 1000 5,003 V1 5V 5 [lx] VAB 6 INA111 6,8 k –12 V Fig. 4.4 Illuminamento 10 VCC Rp +12 V RL A B +12 V R2 10 V0 10 k –12 V +5 2 RS Componenti Elettronici – www.rs-components.it. 42 MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0090.M01_UD04_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:56 Pagina 43 Nel dimensionare i componenti si suppone che nella condizione di funzionamento più gravosa, corrispondente ad un illuminamento di 1000 lx (RLux = 400 Ω), il fotoresistore sia attraversato da una intensità di corrente minore di 75 mA. Con una tensione d’alimentazione VCC = 12 V, si ottiene un’intensità di corrente: I ( RLux = 400 Ω ) = VCC 12 = = 16, 4 mA RLux + RL 730 La resistenza di bilanciamento (R1 + Rp), dimensionata per l’illuminamento di 10 lx, è: (R1 + Rp ) = RLuxRL⋅ RL = RL = 9 kΩ (8,2 kΩ + 2 kΩ ) Dopo aver regolato il trimmer Rp per il bilanciamento del ponte (offset), si calcola la tensione VAB per il massimo illuminamento: 400 9000 VAB = − ⋅ 12 = 5, 003 V 9000 + 330 330 + 400 G= VAB V1 10 = = 1, 99 (1000 lx ) 5, 003 RG = 50 ⋅ 103 50 ⋅ 103 = = 50, 50 kΩ G− 1 0, 99 © RCS LIBRI EDUCATION SPA Poiché il range d’uscita richiesto è compreso tra − 5 V e + 5 V, si fissa la tensione V1 uguale a 10 V (|−5 V| + 5 V). Il guadagno G e la resistenza RG devono assumere i seguenti valori: (47 kΩ + 5 kΩ ) Il diodo zener di precisione LM336-5 V genera la tensione di riferimento VREF = + 5 V applicata all’ingresso invertente dell’amplificatore per strumentazione INA111 che trasla la caratteristica precedentemente ottenuta (V1 = 0 V ÷ 10 V) in modo da realizzare il range della tensione d’uscita V0 richiesto dal progetto. ➜ 4.2 Il fotodiodo Fig. 4.5 Circuito equivalente semplificato nel fotodiodo. Il fotodiodo è un dispositivo costituito da una giunzione p-n su cui è aperta una finestra trasparente, all’interno della quale è realizzata una lente convergente che concentra i raggi luminosi sulla giunzione vista come elementi sensibili (fig. 4.1). Se polarizzata inversamente, le radiazioni luminose generano coppie di lacune-elettroni, proporzionali alla quantità di fotoni incidenti, che producono una fotocorrente. In pratica, all’intensità di corrente inversa di saturazione I0 (corrente di buio dipendente dalla temperatura) si somma un’intensità di fotocorrente IE dipendente sia dall’irradiamento (illuminamento) E sia dalla risposta spettrale che è funzione della lunghezza d’onda λ. L’intensità di corrente complessiva I è la somma di una intensità di corrente non desiderata I0 e della fotocorrente IE proporzionale alla radiazione luminosa (fig. 4.5). La caratteristica corrente/illuminamento (irradiamento) è quasi lineare mentre la risposta spettrale dipende dal tipo di materiale impiegato per la costruzione e dalla percentuale di materiale drogante. Per aumentare la risposta in frequenza e la sensibilità, normalmente molto piccola (nA/lx), s’inserisce o ent tra p ed n un sottilissimo strato di semiconduttore Intrinseco I m dia Irra (diodo P-I-N). Per migliorare la velocità di risposta e la linearità è opportuno utilizzare sistemi conversione I/V con amplificatori operazionali. I I0 IE Nelle applicazioni pratiche, per utilizzare il dispositivo nelle condizioni ottimali, è necessario conoscere la risposta spettrale (o sensibilità spettrale) del fotodiodo, misurata in A/W, definita come rapporto tra l’intensità della fotocorrente prodotta VR e la potenza di radiazione luminosa incidente. 43 Unità 4 Trasduttori fotoelettrici 0090.M01_UD04_trasduttori.qxd 4.2.1 22-12-2005 08:56 Pagina 44 Il fotodiodo IPL10020 Il fotodiodo IPL10020 (fig. 4.6) è un dispositivo incapsulato in un contenitore TO18 che presenta una finestra adatta a ricevere energia luminosa incidente. Può essere utilizzato nei fotometri, nei rivelatori di luce modulata, nei lettori di nastri perforati, ecc. Nella figura 4.7 è riportata la caratteristica del fotodiodo IPL10020 (RS 305-462). 100 Fotocorrente [ µ A] 10 A K Visto da sotto 1 0,1 0,1 1 Fig. 4.7 10 100 Fig. 4.6 Irradiamento [mW/cm 2 ] Nella tabella 4.3 sono riportate le caratteristiche elettriche. TAB. 4.3 Caratteristiche del fotodiodo IPL10020. Caratteristiche Risposta spettrale Lunghezza d’onda di picco Corrente di buio tipica (20 V) Sensibilità Tensione inversa Corrente diretta max Corrente nominale Potenza max (25 °C) Tempo di risposta 10% ÷ 90% Capacità (10 V) Temperatura di funzionamento Superficie attiva Valori U. misura 350 ÷ 1100 750 1,4 0,7 (Tip.) − 80 100 0,001 ÷ 1 200 4 12 (Tip.) − 40 ÷ + 70 0,66 nm nm nA µA/[mW/cm2] V mA mA mW ns pF °C mm2 Nella figura 4.8 è riportato lo schema elettrico di un circuito d’utilizzazione del fotodiodo IPL10020. L’amplificatore di operazione, ad elevata impedenza d’ingresso, converte la fotocorrente in tensione e l’amplificatore per strumentazione realizza l’offset ed il fattore di scala. +12 V 1 MΩ I Fotocorrente +12 V Irradiamento (mW/cm2 ) 2 3 44 3 1 7 CA3140 6 RG 7 6 V0 INA111 4 IPL10020 –12 V Fig. 4.8 VS –12 V VREF 8 2 4 5 –12 V MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0090.M01_UD04_trasduttori.qxd 4.2.2 22-12-2005 08:56 Pagina 45 Il fotodiodo BPW34 Il trasduttore BPW34 (fig. 4.9) è un fotodiodo PIN in miniatura a sezione quadra S = 7 mm2 con contenitore plastico a due pin (fig. 4.10), prodotto da Vishay, Osram e Siemens (RS 195-754). Il tipo SMT può essere utilizzato anche come cellula fotovoltaica. È un dispositivo caratterizzato da un basso rumore, elevata velocità e sensibilità spettrale. Può essere utilizzato nei telecomandi, nelle misurazioni, nei controlli e nelle trasmissioni dati. Fig. 4.9 λ = 950 nm 100 I ra – Corrente inversa ( µ A) 1 mW/cm 2 A Catodo 0,5 mW/cm 2 0,2 mW/cm 2 10 0,1 mW/cm 2 0,05 mW/cm 2 1 0,1 1 10 VR – Tensione inversa (V) 100 K Fig. 4.11 Fig. 4.10 Nella tabella 4.4 sono riportate le principali caratteristiche del trasduttore. TAB. 4.4 Caratteristiche del trasduttore BPW34. Caratteristiche Tensione inversa max VR Potenza dissipata Valori U. misura 60 V 215 mW 2 (Tip.) nA λ = 950 nm) 70 (Tip.) µA Corrente di corto circuito Ik (EA = 1 klx) 47 (Tip.) µA Corrente inversa da luce Ira (Ee = 1 mW/cm2, λ = 950 nm) 75 (Tip.) µA Corrente inversa da luce Ira (EA = 1 klx) 50 (Tip.) µA 900 nm Corrente di buio (VR = 10 V, E = 0) Corrente di corto circuito Ik (Ee = 1 mW/cm2, Lunghezza d’onda di max sensibilità 600 ÷ 1050 nm Angolo di radiazione 130 Gradi Tempo di salita tr 100 ns Tempo di discesa tf 100 ns − 55 ÷ 100 °C Range di banda spettrale Temperatura di funzionamento Nella figura 4.11 sono riportate le curve dell’intensità di corrente inversa Ira in funzione della tensione inversa di polarizzazione VR e dell’irradiamento E. La caratteristica I/E del trasduttore è riportata nella figura 4.12 con le grandezze radiometriche, che sono quelle più utilizzate, e nella figura 4.13 con le grandezze fotometriche. 45 Unità 4 Trasduttori fotoelettrici 0090.M01_UD04_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:56 Pagina 46 Scale metriche fotometriche radiometriche Sono grandezze soggettive perché riferite alla luce convenzionale, ossia sono legate alla sensibilità dell’occhio umano (0,38 µm [violetto] < λ < 0,76 µm [rosso]). La max sensibilità si ha per il colore gialloverde. Sono le grandezze più usate perché definiscono in modo quantitativo non solo le radiazioni visibili ma anche quelle infrarosse (λ > 0,76 µm) ed ultraviolette (λ < 0,38 µm). Illuminamento E o Lux = Lumen m2 W Irradiamento E m2 [lx] Alla massima sensibilità dell’occhio umano medio (λ = 0,555 µm, colore giallo-verde) si ha: VR = 5 V m2 = 1, 46 ⋅ 10−3 λ = 950 nm VR = 5 V 1000 100 10 1 0,1 0,01 W m2 I ra – Corrente inversa ( µ A) I ra – Corrente inversa ( µ A) 1000 Lumen 100 10 1 0,1 1 0,1 E e – Irradiamento (mW/cm2 ) 10 10 Fig. 4.12 1 10 2 10 3 E A – Illuminamento (lx) Fig. 4.13 © RCS LIBRI EDUCATION SPA 1 10 4 Nella figura 4.14 è riportato lo schema elettrico per la conversione della fotocorrente, generata dal fotodiodo BPW34, in tensione. Il valore della resistenza R è scelto secondo i valori della fotocorrente utilizzata, l’ampiezza del segnale d’uscita e la tensione d’alimentazione. L’amplificatore operazionale, ad elevata impedenza d’ingresso, dà la possibilità di lavorare nella zona di conversione più lineare e fornisce la tensione di utilizzazione VS. R I (Fotocorrente) +12 V Fig. 4.14 4.2.3 Illuminamento (lx) Irradiamento (mW/cm 2 ) 2 7 CA3140 6 VS 3 4 BPW34 –12 V Il fotodiodo OSD15-5T Il trasduttore OSD15-5T della Centronic (RS 194-076) è un fotodiodo con una superficie attiva di 15 mm2, incapsulato in un contenitore TO5 a tenuta ermetica (fig. 4.16). È utilizzato in applicazioni con bassa intensità luminosa dove è richiesto un elevato rapporto segnale/rumore. Questa caratteristica lo rende particolarmente adatto nelle misure di luminosità e nelle applicazioni di controllo. Nella tabella 4.5 sono riportate le principali caratteristiche del trasduttore e nella figura 4.17 uno schema funzionale per la conversione illuminamento/tensione. 46 MODULO 1 Fig. 4.15 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0090.M01_UD04_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:56 Pagina 47 0,6 V R = 12 V Anodo Sensibilità spettrale [A/W] (Contenitore) Catodo Visto da sotto 0,5 0,4 0,3 0,2 0,1 0 200 400 600 800 1000 1200 λ [nm] Fig. 4.16 TAB. 4.5 Caratteristiche del trasduttore OSD15-5T. Caratteristiche Valori U. misura Dimensioni 3,8 × 3,8 mm Area attiva 15 mm2 Tensione inversa max VR 15 V Corrente di buio (max) 5 nA Corrente di buio (Tip.) 1 nA Sensibilità spettrale tipica (λ = 435 nm) 0,21 A/W Max sensibilità spettrale (VR = 12 V, λ = 800 nm) 0,45 A/W Lunghezza d’onda di max sensibilità 850 nm 400 ÷ 1050 nm 12 ns −25 ÷ 75 °C Range di banda spettrale Tempo di salita tr Temperatura di funzionamento 100 k I (Fotocorrente) +12 V Irradiamento (mW/cm 2 ) 2 Fig. 4.17 4.3 7 CA3140 6 VS 3 4 OSD15-5T –12 V Il fototransistor Il fototransistor è un trasduttore di luminosità che sfrutta il principio di funzionamento del fotodiodo. L’intensità di corrente, generata per effetto fotoelettrico nella giunzione base emettitore, è amplificata e la sensibilità, definita come rapporto tra l’intensità della corrente di collettore IC e la potenza di radiazione incidente, può raggiungere valori più elevati rispetto al fotodiodo. Per aumentare la sensibilità si utilizza la connessione Darlington, mentre per aumentare la stabilità termica si collega un resistore tra la base e l’emettitore. La risposta spettrale è ampia con un valore massimo in corrispondenza della regione dell’infrarosso. La caratteristica intensità di corrente/illuminamento (IC /E) non è lineare e pertanto il dispositivo non viene utilizzato come trasduttore, ma trova largo impiego nei circuiti in funziona- 47 Fig. 4.18 Unità 4 Trasduttori fotoelettrici 0090.M01_UD04_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:56 Pagina 48 mento ON/OFF, negli encoder incrementali, negli encoder assoluti, nei fotoaccoppiatori, ecc. Il dispositivo, detto anche optoisolatore, interfaccia due circuiti, separati galvanicamente, che hanno le masse separate e le tensioni d’alimentazione diverse (fig. 4.19). Il trasferimento del segnale è associato a quello luminoso, generato da un diodo led (trasmettitore), che colpendo la parte sensibile di un fototransistor (ricevitore) lo porta in conduzione. Affinché la trasmissione del segnale luminoso possa avvenire, è necessario che le risposte spettrali dei dispositivi utilizzati siano tra loro compatibili, ossia la risposta spettrale dell’elemento trasmettitore, ad esempio un diodo IRED il cui spettro è nell’infrarosso, deve essere interna a quella del ricevitore (fig. 4.19). V CC Emettitore K A SEP8705 Fototransistor Fototransistor 0.8 A SDP8475 90 % V0 1k tr Fig. 4.19 (Tensione d’uscita V0 con risposta lineare). 0.6 0.4 0.2 10 % 1k tf Diodo 1.0 K Risposta spettrale V 0.6 t 0.7 0.8 0.9 1.0 1.1 Lunghezza d’onda λ [ µm ] Nella tabella 4.6 sono riportate le caratteristiche del fototransistor a raggi infrarossi SDP8475 (RS 260-9299) e del diodo emettitore infrarosso compatibile SEP8705 (RS 195-782) entrambi della Honeywell. TAB. 4.6 Caratteristiche del fototransistor SDP8475 (rivelatore). Caratteristiche Valori U. misura Tensione max 30 V Corrente max 14 mA Fotocorrente 4 mA Corrente di buio 100 nA Sensibilità di picco 880 nm Tempo di salita tr 15 µs Tempo di caduta tf 15 µs Tensione di saturazione VCE 0,4 V Angolo di accettazione 20 Gradi Potenza dissipata 70 mW − 40 ÷ + 85 °C Temperatura di funzionamento Emettitore SEP8705 Tensione diretta max VF 1,3 V Tensione inversa max VR 5 V Corrente diretta IF 50 mA Lunghezza d’onda di picco 880 nm Angolo di radianza 15 Gradi Potenza dissipata 70 mW Potenza di radianza 2,7 mW/cm2 − 40 ÷ +100 °C Temperatura di funzionamento 48 MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI 0100.M01_UD05_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:58 Pagina 49 unità 5. Trasduttori ad effetto Hall z y x Cariche mobili I x Cariche mobili I B Fig. 5.1 © RCS LIBRI EDUCATION SPA È noto che un campo magnetico esercita sulle cariche in movimento in un conduttore metallico o in un semiconduttore drogato una forza, detta forza di Lorentz, la quale devia le cariche in movimento e genera una differenza di potenziale (tensione di Hall). Sulla base di questo fenomeno fisico sono stati realizzati numerosi tipi di trasduttori ad effetto Hall. Si consideri una sottile piastrina piana di un materiale conduttore metallico o semiconduttore drogato, ad esempio di tipo n, percorso da un flusso di cariche in movimento prodotte da una intensità di corrente I costante. Se la piastrina non è sottoposta ad alcuna induzione magnetica, le cariche in movimento la percorrono in modo ordinato e mantengono la stessa direzione dell’asse x (fig. 5.1). Le cariche in movimento, invece, subiscono una deviazione quando la piastrina è sottoposta ad una induzione magnetica B ortogonale rispetto al verso della corrente generata dalle cariche in movimento (fig. 5.1). In presenza di un campo d’induzione magnetica B le cariche mobili sono deviate verso il basso per effetto della forza di Lorentz FL ortogonale alla direzione di I ed a quella di B (fig. 5.2). Tale deviazione genera, sulle superfici ortogonali a quelle delle direzioni di I e B una tensione VH, detta di Hall, uguale a: VH = KH ⋅ B⋅I d dove d è lo spessore, dell’ordine dei µm, della piastrina di semiconduttore e KH è la costante di Hall. VH y z x Cariche mobili B FL z y I x I B Fig. 5.2 VH Poiché i semiconduttori drogati presentano una grande mobilità delle cariche ed una elevata costante KH, risultano particolarmente adatti alla costruzione di trasduttori ad effetto Hall, la cui rappresentazione simbolica è riportata nella figura 5.3. 49 Unità 5 Trasduttori ad effetto Hall 0100.M01_UD05_trasduttori.qxd 22-12-2005 08:58 Pagina 50 Tali dispositivi offrono i seguenti vantaggi: • • • • • • • • • elevata linearità; buona sensibilità; basso consumo; dimensioni ridotte; frequenza di funzionamento elevata (100 kHz); integrazione sullo stesso chip di altri componenti; costo contenuto; uscita analogica o digitale (con l’integrazione sul chip); ampio range operativo di temperatura (− 40 °C ÷ 150 °C). 4 VH 1 3 1 V0 4 3 Fig. 5.3 VH 2 VH VH 2 Il trasduttore ad effetto Hall permette molteplici utilizzazioni in campo industriale, in particolare in quello automobilistico, e può essere utilizzato per: • misure dell’intensità del campo magnetico, dell’intensità di corrente, del numero di giri degli alberi motori, di pressione, di posizione; • riconoscimento di polarità magnetiche; • controllo dello stato di un apparato (ad esempio sportello aperto o chiuso). In figura 5.4 è riportata la schematizzazione di un trasduttore di pressione ad effetto Hall. Si osserva che il valore dell’induzione magnetica B, cui è sottoposto il trasduttore Hall, è modificata dalla variazione di pressione esercitata sulla membrana per effetto dello spostamento verticale del magnete. P Trasduttore HALL DIAFRAMMA Magnete Fig. 5.4 5.1 Il trasduttore ad effetto Hall UGN3503 Il trasduttore Hall realizzato dalla Allegro (UGN3503U) ha dimensioni molto piccole, contiene al suo interno l’elemento sensibile all’induzione magnetica B, un amplificatore lineare, un regolatore di tensione ed un inseguitore di emettitore a transistor (fig. 5.6). Fig. 5.5 VCC 1 Regolatore 3 VH 2 1 2 3 Fig. 5.6 50 MODULO 1 TRASDUTTORI ED ATTUATORI
