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Proprietà letteraria riservata
© 2006 RCS Libri S.p.A., Milano
1a edizione: gennaio 2006
Ristampe
2006
2007
1
2
3
2008
2009
2010
4
6
8
5
7
9
Fotocomposizione e riproduzioni fotolitiche: Lino 2 - Città di Castello (Pg)
Stampa: Officine Grafiche Calderini - Ozzano dell’Emilia (Bo)
Redazione: Laura Scarcella
Progetto grafico: CD&V - Firenze
ISBN 88-528-0221-5
Per i casi in cui non sia stato possibile ottenere il permesso di riproduzione del materiale illustrativo, a causa della difficoltà di rintracciare il destinatario, l’editore è a disposizione degli eventuali aventi causa.
Fotocopie per uso personale del lettore possono essere effettuate nei limiti del 15% di ciascun volume/fascicolo di periodico dietro pagamento
alla SIAE del compenso previsto dall’art. 68, comma 4, della legge 22 aprile 1941 n. 633 ovvero dall’accordo stipulato tra SIAE, AIE, SNS, e
CNA, CONFARTIGIANATO, CASA, CLAAI, CONFCOMMERCIO, CONFESERCENTI il 18 dicembre 2000.
Le riproduzioni per uso differente da quello personale potranno avvenire, per un numero di pagine non superiore al 15% del presente
volume/fascicolo, solo a seguito di specifica autorizzazione rilasciata da AIDRO, via delle Erbe, n. 2, 20121 Milano, e-mail [email protected]
Siamo presenti sul World Wide Web all’indirizzo http://www.calderini.it
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Prefazione
Il terzo volume della nuova edizione del Corso di Sistemi, rinnovato nell’impianto grafico e nei contenuti, è stato redatto per fornire allo studente le conoscenze teoriche di
base e le abilità di progettazione richieste dal mondo del lavoro, nonché per sviluppare
quelle capacità di analisi e rielaborazione critica oggi ritenute indispensabili per seguire la varietà e l’evoluzione della realtà tecnologica.
A tal fine gli Autori, pur conservando i temi riguardanti la teoria classica dei sistemi di
controllo, hanno inteso aggiornare il testo trattando nuovi e rilevanti argomenti,
mostrando, inoltre, come le innovazioni tecnologiche richiedano anche l’adozione di
nuove metodologie di progettazione, di realizzazione e gestione degli apparati di controllo.
In tale prospettiva è significativa la presentazione dei temi relativi all’interfacciamento
dei convertitori e dei microcontrollori con la porta USB, all’uso del PLC per il controllo di
sistemi trifasi, alla gestione di sistemi automatici di acquisizione e misura con schede professionali della National Instruments, alla progettazione di circuiti di condizionamento
per trasduttori ed attuatori utilizzati nei sistemi di controllo.
La struttura modulare dell’opera, la semplicità della trattazione, la collocazione degli
aspetti matematici più complessi della disciplina in schede integrative e la varietà dei
temi presentati consentono al docente di organizzare una programmazione flessibile,
di adeguare le strategie formative alle proprie esperienze professionali, ai livelli di
apprendimento delle classi e alle risorse disponibili.
Molti argomenti sono corredati da esemplificazioni, tabelle, grafici ed esempi di simulazioni al fine di coinvolgere gli studenti con l’immediatezza e la praticità.
In questo contesto metodologico assumono rilevanza l’uso del laboratorio, che diventa
luogo di apprendimento e punto d’incontro delle diverse discipline, e le proposte di attività sperimentale, finalizzate ad ottenere una partecipazione attiva e interessata degli
studenti, una comprensione del concreto rapporto tra le ipotesi formulate, i formalismi
matematici, i modelli proposti e l’oggetto reale su cui si eseguono misure, sperimentazioni e verifiche.
Gli autori ringraziano le ditte:
ARIZONA MICROCHIP TECNOLOGY LTD., produttrice dei microcontrollori PIC.
BORLAND INTERNATIONAL, produttrice di C++ Builder.
DLP DESIGN, produttrice del modulo DLP-USB245BM.
FUTURA ELETTRONICA S.n.c., distributrice dei prodotti Velleman NV
FUTURE TECHNOLOGY DEVICE INTL. LIMITED, produttrice dell’FT245BM USB FIFO.
MATH WORKS S.r.l., distributrice di MATLAB e SIMULINK
MICROSOFT CORPORATION, produttrice di Visual Basic.
NATIONAL INSTRUMENTS ITALY S.r.l., produttrice di LabVIEW.
PATRUCCO, distributrice di MultiSIM e UltiBOARD.
SIEMENS S.P.A., produtrice dei PLC della serie S7-200.
SOFTEC ITALIA S.r.l., distributrice dei prodotti SofTec Microsystems.
TEORESI.
3
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Pagina 4
Indice
Unità 1
1.1
1.1.1
1.1.2
1.1.3
1.1.4
1.1.5
1.1.6
1.1.7
Unità 2
2.1
Trasduttori di temperatura ..................... 8
Trasduttori di temperatura analogici .... 9
Il trasduttore PT100 (RTD) ...................... 9
Il termistore NTC ................................... 14
Il trasduttore KTY .................................. 15
Il trasduttore integrato AD590 ............ 18
Il trasduttore LM35 ............................... 21
Il trasduttore TMP01 ............................. 22
Termocoppie .......................................... 24
Trasduttori di posizione ........................ 27
Trasduttore di posizione lineare.
Potenziometro ....................................... 27
2.2
Trasduttore di posizione angolare
(potenziometro rotativo) ...................... 28
2.3
Trasduttore di posizione lineare a
trasformatore differenziale .................. 30
2.3.1 Circuito di condizionamento del
trasduttore LVDT con l’integrato AD598 32
2.3.2 Circuito di condizionamento per il
trasduttore LVDT con l’integrato AD698 35
Unità 3 Trasduttori di umidità ........................... 36
3.1
Trasduttore di umidità (capacitivo) ...... 36
3.2
Trasduttore di umidità (resistivo) ......... 37
3.3
Trasduttore di umidità HIH3605A ........ 39
3.4
Trasduttore di umidità (modulo
integrato) ............................................... 40
Unità 4 Trasduttori fotoelettrici ........................ 41
4.1
Il fotoresistore NORPS-12 ..................... 41
4.2
Il fotodiodo ............................................ 43
4.2.1 Il fotodiodo IPL10020 ............................ 44
4.2.2 Il fotodiodo BPW34 ............................... 45
4.2.3 Il fotodiodo OSD15-5T .......................... 46
4.3
Il fototransistor ...................................... 47
Unità 5 Trasduttori ad effetto Hall ................... 49
5.1
Il trasduttore ad effetto Hall UGN3503 50
5.2
Il trasduttore di corrente ad effetto Hall . 54
Unità 6 Trasduttori di forza ............................... 57
6.1
Estensimetri metallici ............................ 57
6.2
Trasduttore dinamometrico .................. 60
Unità 7 Trasduttori di pressione ........................ 63
7.1
Trasduttore di pressione piezoresistivo 63
7.2
Trasduttori di pressione serie KP100 .... 64
7.3
Trasduttore di pressione differenziale . 65
Unità 8 Trasduttori di gas .................................. 67
8.1
Il trasduttore TGS813 ............................ 68
8.2
Trasduttore per monossido di carbonio
NAP-11A ................................................. 70
8.3
Trasduttore per ossido di azoto ........... 71
Unità 9 Trasduttori di velocità angolare ........... 73
9.1
Dinamo tachimetrica ............................. 73
9.2
Trasduttore magnetico di velocità ....... 75
Unità 10 Trasduttori digitali ................................ 77
10.1 Trasduttore ON-OFF ad effetto Hall .... 77
10.2 Trasduttore ottico biforcato ................. 78
10.3 Il trasduttore di luminosità TSL220 ...... 79
10.4 Il trasduttore di temperatura
digitale SMT160-30 ............................... 80
10.5 Trasduttori di velocità e posizione ....... 81
10.5.1 Trasduttore magnetico di velocità ....... 82
10.5.2 Trasduttore di velocità ad effetto Hall 82
10.5.3 Encoder ottico ....................................... 84
10.6 Trasduttore d’umidità e di
temperatura .......................................... 87
4
Unità 11 Attuatori ................................................ 90
11.1 Motore in corrente continua ................ 90
11.2 Controllo della velocità per i motori
in C.C. ..................................................... 97
11.2.1 Regolazione della velocità
di tipo ON/OFF ....................................... 97
11.2.2 Regolazione della velocità
di tipo lineare ........................................ 98
11.2.3 Regolazione della velocità di tipo
lineare con tecnica PWM ...................... 99
11.3 Motore passo-passo ............................ 102
Esercizi proposti ............................................. 106
Modulo 2
Sistemi di acquisizione
e distribuzione dati
© RCS LIBRI EDUCATION SPA
Modulo 1
Trasduttori ed attuatori
Unità 1 Sistemi di acquisizione dati ................ 108
1.1
Architettura di sistemi di
acquisizione e di distribuzione dati ... 108
1.1.1 Sottosistema di misura ........................ 109
1.1.2 Sottosistema di controllo .................... 110
1.1.3 Sottosistema d’uscita .......................... 110
1.2
Catena di acquisizione ad un solo
canale ................................................... 110
1.2.1 Rilevamento e condizionamento ....... 111
1.2.2 Convertitore A/D ................................. 113
1.2.3 Massima frequenza del segnale
campionabile ....................................... 115
1.2.4 Circuito S/H .......................................... 117
1.2.5 Convertitori A/D con track-hold
interno ................................................118
1.3
Campionamento dei segnali .............. 118
1.3.1 Campionamento con ADC e S/H ........ 119
1.3.2 Campionamento con un ADC con
track-hold interno ............................... 120
1.4
Architettura di un sistema di
acquisizione multicanale .................... 121
Unità 2 Sistemi di distribuzione dati .............. 123
2.1
Sistema di distribuzione dati ad un
solo canale ........................................... 123
2.2
Sistema di distribuzione analogico
multicanale .......................................... 124
Unità 3 Sistemi distribuiti di I/O ..................... 126
3.1
Sistemi di connessione ........................ 126
Unità 4 Dispositivi commerciali ....................... 129
4.1
Convertitori A/D .................................. 129
4.1.1 Convertitore ADC0804 ........................ 129
4.1.2 Convertitore ADC0820 ........................ 131
4.1.3 Convertitore AD7824 .......................... 132
4.1.4 Convertitore AD1674 a 12 bit ............ 133
4.2
Sample e Hold ..................................... 134
4.3
Multiplexer analogici .......................... 134
4.4
Convertitori D/A .................................. 135
4.4.1 Convertitore AD558 ............................ 135
4.4.2 Convertitore AD7528 .......................... 136
4.5
Convertitore A/D e D/A AD7569 ........ 137
Modulo 3
Interfacciamento dei convertitori
Unità 1 Tecniche di interfacciamento dei
convertitori .......................................... 140
1.1
Sistemi di acquisizione e distribuzione
dati ....................................................... 140
Indice
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1.2
1.2.1
1.2.2
1.2.3
1.3
1.3.1
1.4
1.5
1.6
1.6.1
1.6.2
1.6.3
1.6.4
1.6.5
Unità 2
2.1
2.2
2.3
Unità 3
3.1
3.2
3.3
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Pagina 5
Interfacciamento delle catene di
acquisizione con i microcontrollori .... 141
Catena di acquisizione con
ADC0804, S/H e MUX .......................... 141
Catena di acquisizione con ADC0820 143
Catena di acquisizione con AD7824 .. 144
Interfacciamento delle catene di
distribuzione con i microcontrollori .. 145
Sistema di distribuzione dati con
DAC AD7528 ........................................ 145
Scheda DAQ per bus PCI ..................... 146
Scheda di acquisizione con
interfaccia USB .................................... 147
Interfacciamento dei convertitori
con la porta USB con il modulo DLP .. 148
Il dispositivo FT245BM USB FIFO ........ 148
Il modulo DLP-USB245M ..................... 149
Gestione del modulo DLP-USB245M .. 151
Alcune funzioni della DLL FTDD2XX .. 151
Interfaccia dell’AD7569 con il modulo
DLP-USB245M ...................................... 152
Acquisizione dati in LabVIEW ............ 153
Acquisizione di un segnale analogico 153
Acquisizione multicanale .................... 155
Esercizi svolti ........................................ 157
Distribuzione dati in LabVIEW ........... 164
Distribuzione dati di singoli punti ..... 164
Generazione di forme d’onda ............ 166
Esercizi svolti ........................................ 168
Modulo 4
Microcontrollori PIC
Unità 1
1.1
Unità 2
2.1
2.1.1
2.1.2
2.1.3
2.1.4
2.2
2.3
2.3.1
2.3.2
2.3.3
2.4
2.4.1
2.4.2
2.4.3
Unità 3
3.1
3.2
Unità 4
4.1
4.2
4.3
4.3.1
4.3.2
4.3.3
4.3.4
4.4
4.5
Il microcontrollore PIC16F876A .......... 174
Caratteristiche di base del PIC16F876A .174
Moduli periferici del PIC16F876A ....... 179
Il convertitore A/D del PIC16F876A .... 179
I registri ADCON1 e ADCON0 ............. 181
I registri ADRESH e ADRESL ................ 182
Tempo di acquisizione e di
conversione .......................................... 183
Acquisizione e generazione
d’interrupt ........................................... 184
Il modulo comparatore ....................... 185
I moduli Timer ..................................... 186
Timer0 .................................................. 186
Timer1 .................................................. 187
Timer2 .................................................. 188
Modulo Capture/Compare/PWM ........ 189
Modo Capture ..................................... 189
Modo Compare ................................... 190
Modo PWM .......................................... 190
Programmi applicativi ......................... 191
Programmazione del PIC16F876A ...... 191
Programmi di gestione dei
moduli periferici .................................. 193
I microcontrollori PIC18FXXX ............. 200
Il microcontroller PIC18F252 ............... 200
Configurazione dell’oscillatore .......... 201
Organizzazione della memoria .......... 201
Memoria di programma ..................... 202
Memoria dati di tipo RAM ................. 202
Memoria dati tipo EEPROM ............... 203
Registri di uso speciale ........................ 203
Il set di istruzioni ................................. 204
Esempi di programmazione ............... 208
Esercizi proposti .................................. 210
Modulo 5
Sistemi di controllo a tempo continuo
Unità 1 Classificazione dei sistemi
di controllo .......................................... 212
1.1
Sistemi di controllo a catena aperta .. 213
5
1.2
1.3
1.4
1.5
1.6
Unità 2
2.1
2.2
Sistemi di controllo a catena chiusa .. 214
Sistemi di controllo on-off .................. 215
Sistemi di controllo feed-forward ...... 216
Sistemi di controllo a microprocessore 216
Funzione di trasferimento .................. 217
Risposta nel dominio del tempo ........ 220
Risposta dei sistemi del primo ordine 220
Risposta dei sistemi del secondo
ordine ................................................... 221
2.3
Errore a regime ................................... 225
2.4
Specifiche a regime ............................. 229
2.5
Disturbi additivi ................................... 230
2.6
Sensibilità ............................................. 232
2.7
Esercizi svolti ........................................ 233
Esercizi proposti .................................. 244
Unità 3 Diagrammi polari ................................ 245
3.1
Metodo qualitativo ............................. 245
3.2
Esercizi svolti ........................................ 248
Esercizi proposti .................................. 250
Unità 4 Stabilità .............................................. 251
4.1
Correlazione tra stabilità e posizione
dei poli nel piano s ............................. 252
4.2
Criterio di stabilità di Nyquist ............ 254
4.3
Criterio di stabilità di Bode ................ 263
4.4
Margine di fase e margine di
guadagno ............................................ 264
4.5
Funzioni di MATLAB per l’analisi della
stabilità ................................................ 266
4.6
Specifiche nel dominio della
frequenza ............................................ 267
4.7
Criterio di Routh ................................. 268
4.8
Esercizi svolti sul criterio di stabilità di
Nyquist ................................................. 273
4.9
Esercizi svolti sul criterio di stabilità di
Bode ..................................................... 280
Esercizi proposti .................................. 287
Unità 5 Luogo delle radici ............................... 288
5.1
Costruzione del luogo delle radici ..... 289
5.2
MATLAB ............................................... 291
5.3
Esercizi svolti ........................................ 292
Esercizi proposti ............................................. 303
Unità 6 Tecniche di compensazione ................ 304
6.1
Rete ritardatrice (Phase Lag) .............. 304
6.2
Rete anticipatrice (Phase Lead) .......... 307
6.3
Rete a sella .......................................... 309
6.4
Esercizi svolti ........................................ 311
Esercizi proposti .................................. 328
Unità 7 Regolatori industriali .......................... 329
7.1
Regolatore ad azione
proporzionale P ...................................... 329
7.2
Regolatore PI ....................................... 331
7.3
Regolatore PD ..................................... 332
7.4
Regolatore PID .................................... 333
7.5
Progetto dei regolatori PID ................ 335
7.5.1 Metodo Ziegler-Nichols ...................... 335
7.5.2 Metodo analitico della risposta
in frequenza ........................................ 335
7.6
Esercizi svolti ........................................ 337
Esercizi proposti .................................. 346
Modulo 6
Sistemi di controllo a tempo discreto
Unità 1 Teoria del campionamento ................. 348
1.1
Teoria del campionamento ................. 349
1.2
Ricostruzione di un segnale
campionato .......................................... 353
Unità 2 Trasformata zeta ................................. 356
2.1
Poli e zeri nel piano zeta .................... 357
2.2
Antitrasformata zeta .......................... 358
2.2.1 Antitrasformata di una funzione
con poli reali semplici ......................... 358
Indice
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Pagina 6
2.2.2 Antitrasformata di una funzione
con polo reale di molteplicità r = 2 ... 359
2.2.3 Antitrasformata di una funzione
con poli complessi coniugati .............. 361
2.3
Esercizi svolti ........................................ 362
Esercizi proposti ............................................. 366
Unità 3 Risposta nel dominio del tempo ........ 367
3.1
Funzione di trasferimento .................. 367
3.2
Algebra degli schemi a blocchi .......... 369
3.2.1 Blocchi in cascata separati da un
circuito campionatore ......................... 370
3.2.2 Blocchi in cascata non separati
da un circuito campionatore .............. 370
3.2.3 Sistema privo di un circuito
campionatore in ingresso ................... 371
3.2.4 Blocchi in retroazione ......................... 371
3.3
Risposta di un sistema del primo
ordine ................................................... 372
3.4
Risposta di un sistema del secondo
ordine ................................................... 373
3.5
Esercizi svolti ........................................ 376
Esercizi proposti ............................................. 383
Unità 4 Stabilità ................................................ 384
4.1
Stabilità nel piano zeta........................ 384
4.2
Risposta in frequenza ......................... 385
4.3
Funzioni di MATLAB ............................ 386
4.4
Diagramma di Nyquist ........................ 386
4.5
Diagramma di Bode ............................ 387
4.6
Criterio di stabilità di Nyquist ............ 389
4.7
Criterio di stabilità di Bode ................ 391
4.8
Esercizi svolti ........................................ 394
Esercizi proposti ............................................. 403
Unità 5 Tecniche di compensazione ................ 404
5.1
Discretizzazione di un sistema
a tempo continuo ............................... 404
5.2
Regolatori PID ..................................... 405
Esercizi proposti ............................................. 412
Modulo 7
Trasferimento di dati a breve distanza
Unità 1 Modalità di trasferimento dati .......... 414
1.1
Trasmissione parallela dei dati
digitali .................................................. 414
1.2
Trasmissione seriale dei dati digitali .. 414
1.3
Trasmissione di segnali analogici ....... 416
1.4
Metodi e sistemi per la trasmissione . 417
Unità 2 Trasmissione di segnali
analogici a breve distanza ................. 418
2.1
Trasmissione di segnali analogici
con conversione in frequenza ............ 418
2.2
Trasmissione di segnali analogici
con loop di corrente ........................... 419
Unità 3 Interfaccia standard IEEE-488.............. 423
3.1
Caratteristiche del bus GPIB ............... 423
3.2
Gestione di strumenti in LabVIEW ..... 425
Unità 4 Trasmissione seriale asincrona ........... 428
4.1
Struttura dei dati seriali asincroni ..... 428
4.2
Lo standard RS-232/C .......................... 430
4.2.1 I segnali dello standard RS-232/C ....... 430
4.2.2 Alcune caratteristiche dei segnali ...... 431
4.2.3 Modalità di collegamento .................. 431
4.3
L’ACE .................................................... 433
4.3.1 I registri dell’ACE ................................. 433
Unità 5 Trasmissione seriale tra due PC ......... 435
5.1
Collegamento dei PC .......................... 435
5.2
Le API per la comunicazione seriale .. 436
5.3
Utilizzazione delle API con
il C++ Builder ....................................... 437
5.4
Utilizzazione del controllo MSCOMM
con Visual Basic ................................... 441
6
Unità 6 Trasmissione seriale tra microcontroller
e PC ...................................................... 446
6.1
Il modulo USART del microcontrollore 446
6.1.1 Trasmissione asincrona ........................ 448
6.1.2 Ricezione asincrona ............................. 449
6.2
Programmi applicativi ......................... 450
6.2.1 Programmazione del microcontroller 450
6.2.3 Programmazione del PC in Visual Basic 455
6.2.4 Programmazione del PC in C++ Builder 459
Unità 7 Altre interfacce seriali ......................... 464
7.1
STANDARD RS-422 ............................... 464
7.2
STANDARD RS-423 ............................... 464
7.3
STANDARD RS-485 ............................... 464
Esercizi proposti ............................................. 466
Modulo 8
Applicazioni dei PLC
Unità 1 Applicazioni con PLC della
serie S7-200 ......................................... 468
1.1
Richiami ............................................... 468
1.2
Programmi applicativi ......................... 471
1.2.1 Merker speciali .................................... 472
1.2.2 Contatori veloci ................................... 473
1.2.3 Eventi d’interrupt ................................ 476
1.2.4 Generatore d’impulsi .......................... 477
Unità 2 Avviamento stella-triangolo per motore
trifase asincrono................................... 480
8.1
Teleavviamento stella-triangolo ......... 480
Modulo 9
Area di progetto
Unità 1 Convertitore A/D dei
microcontrollori ST7 ............................
1.1
Caratteristiche del convertitore A/D ..
Unità 2 Controllo PWM ....................................
2.1
Controllo PWM in LabVIEW ...............
Unità 3 Applicazione dei
microcontrollori PIC ............................
3.1
Analisi della scheda .............................
3.2
Alcune caratteristiche delle porte
di I/O del microcontrollore .................
3.3
Interfaccia di un display a 4 cifre
con la scheda del microcontrollore ....
Unità 4 Interfaccia modulo DLP-USB245M
con microcontrollore ...........................
4.1
Collegamento scheda
microcontroller – modulo DLP ...........
4.2
Programmi applicativi .........................
4.2.1 Installazione dei driver per il
modulo DLP .........................................
4.2.2 Programmi del microcontroller ..........
4.2.3 Le funzioni della DLL FTD2XX.dll .......
4.2.4 Programmi in VB .................................
4.2.5 Programmi in C++ Builder ..................
Unità 5 Controllo di un alimentatore
programmabile con scheda K8055......
5.1
Progetto dell’alimentatore
programmabile ....................................
5.2
Collegamento della scheda K8055
con il PC e con l’alimentatore ............
5.3
Programmi applicativi .........................
5.3.1 Programma in VB ................................
5.3.2
Programma in C++ Builder .................
Unità 6 Analizzatore di stati logici
con scheda K8055.................................
6.1
Programmi applicativi .........................
6.1.1 Programma in VB ................................
486
486
490
491
494
494
496
497
499
499
500
501
501
505
505
511
517
517
520
521
521
522
524
524
525
Indice
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ed attuatori
UNITÀ 1. Trasduttori di temperatura
UNITÀ 2. Trasduttori di posizione
UNITÀ 3. Trasduttori di umidità
UNITÀ 4. Trasduttori fotoelettrici
UNITÀ 5. Trasduttori ad effetto Hall
UNITÀ 6. Trasduttori di forza
UNITÀ 7. Trasduttori di pressione
UNITÀ 8. Trasduttori di gas
UNITÀ 9. Trasduttori di velocità angolare
UNITÀ 10. Trasduttori digitali
UNITÀ 11. Attuatori
PREREQUISITI
Modulo 1
Trasduttori
ed attuatori
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Modulo
1. Trasduttori
❿ Conoscenza delle unità di misura, delle gran-
dezze elettriche e fotometriche
❿ Saper risolvere i problemi relativi alle reti eletU. 1
U. 11
Trasduttori
temperatura
U. 3
Trasduttori
umidità
U. 5
Trasduttori
effetto Hall
U. 7
Trasduttori
pressione
U. 9
Trasduttori
velocità angolare
U. 2
Trasduttori
posizione
U. 4
Trasduttori
fotoelettrici
U. 6
Trasduttori
forza
U. 8
Trasduttori
gas
U. 10
Trasduttori
digitali
Attuatori
triche lineari e non lineari
❿ Conoscenza delle caratteristiche dei transistor
❿ Conoscenza dei principali dispositivi integrati
utilizzati per l’elaborazione di segnali analogici
❿ Conoscenza dei fondamentali circuiti lineari
con A.O.
❿ Conoscenza delle caratteristiche degli amplifi-
catori per strumentazione
OBIETTIVI
❿ Conoscere le caratteristiche dei trasduttori
❿ Saper valutare se un trasduttore richiede un cir-
cuito di linearizzazione e saperne dimensionare i componenti
❿ Saper dimensionare il circuito di condizionamento
❿ Saper ottimizzare i componenti per un circuito
di condizionamento
❿ Conoscere gli azionamenti dello specifico attuatore
❿ Saper strutturare e dimensionare il circuito pilota di potenza di un attuatore
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unità
1. Trasduttori
di temperatura
Il sensore o trasduttore (➜ Volumi 1 e 2) è un dispositivo essenziale in un sistema di controllo o
acquisizione dati.
Controlli di sistemi, ad esempio, sono: quello della
temperatura dell’acqua all’interno di un radiatore,
quello della luminosità all’interno di un ufficio,
quello della pressione all’interno di una caldaia,
quello dell’umidità in una serra.
Le grandezze fisiche da controllare sono rilevate da
dispositivi atti a fornire in uscita una grandezza
elettrica (resistenza R, induttanza L, capacità C, tensione V, corrente I, ecc.) proporzionale al valore
della grandezza rilevata.
Poiché il segnale d’uscita dal trasduttore non sempre può essere direttamente utilizzato, è necessario manipolarlo in modo da adattarlo alle caratteFig. 1.1
ristiche del circuito al quale deve essere applicato.
In un sistema di controllo a microprocessore il segnale analogico generato dal trasduttore deve essere, inoltre, convertito in un segnale digitale
(codice numerico) affinché possa essere acquisito ed eventualmente elaborato (fig. 1.2).
Fig. 1.2 Schema a blocchi
per l’acquisizione dati.
Grandezza
elettrica
Grandezza
fisica
Trasduttore
(Sensore)
Segnale
analogico
Circuito di
condizionamento
Segnale
digitale
Convertitore
A/D
Personal
computer
Il circuito di condizionamento (o d’interfacciamento) interposto fra il trasduttore ed il convertitore A/D di figura 1.2 adatta il segnale d’uscita del trasduttore alle caratteristiche del
segnale d’ingresso del convertitore A/D e svolge le seguenti funzioni:
• converte la grandezza fisica rilevata dal trasduttore in un segnale in tensione, ossia esegue una conversione: temperatura/tensione, pressione/tensione, forza/tensione ecc., a
seconda del tipo di trasduttore;
• modifica la pendenza della caratteristica ingresso/uscita del trasduttore quando la grandezza d’uscita decresce all’aumentare della grandezza rilevata (caratteristica uscita/ingresso crescente);
• fornisce un segnale d’uscita direttamente proporzionale a quello applicato all’ingresso
quando la caratteristica del trasduttore non è lineare (linearizzazione della caratteristica
ingresso/uscita);
• fornisce una tensione d’uscita uguale a zero Volt quando il segnale d’uscita del trasduttore
ha un’ampiezza minima (regolazione dell’offset);
• amplifica il segnale d’uscita del trasduttore in modo che il valore massimo sia compatibile con quello massimo d’ingresso del convertitore A/D (regolazione del fattore di scala);
• limita la larghezza di banda del segnale d’uscita del trasduttore (limitazione della larghezza di banda);
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MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
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• separa galvanicamente il trasduttore dal sistema d’acquisizione. Tale funzione è necessaria in applicazioni elettromedicali per motivi di sicurezza.
I trasduttori (➜ Volume 1) sono classificati come di seguito riportato.
• Analogici: la grandezza d’uscita varia con continuità in funzione di quella d’ingresso (la tensione d’uscita fornita da un trasduttore di temperatura assume tutti i valori appartenenti ad un sottoinsieme dei numeri reali compresi tra un valore minimo ed
un valore massimo). Essi non possono essere interfacciati direttamente con sistemi
digitali, ma possono essere direttamente utilizzati nei controlli di processo di tipo
analogico.
• Digitali: il segnale d’uscita assume due soli livelli compatibili con sistemi digitali, e possono essere direttamente interfacciati con sistemi a microprocessore. Un codificatore ottico,
ad esempio, è un trasduttore digitale che genera un treno d’impulsi.
In questa Unità sono ripresi ed estesi i concetti esaminati nel primo e secondo Volume, con
particolare riferimento ad alcuni trasduttori analogici e digitali commerciali.
1.1
Trasduttori di temperatura analogici
La maggior parte dei trasduttori di temperatura, molto utilizzati in ambito industriale, sono
dispositivi generalmente analogici, in quanto sia la temperatura sia la grandezza elettrica
d’uscita variano in continuità, anche se in commercio sono reperibili trasduttori di temperatura digitali.
La scelta di un trasduttore di temperatura deve essere vagliata con la massima cura: è necessario conoscere tutti i dati relativi alle condizioni ambientali in cui il trasduttore dovrà operare, i valori di temperatura che deve rilevare, la precisione che deve mantenere nel corso
del suo esercizio.
Un ottimo trasduttore deve possedere le seguenti caratteristiche:
•
•
•
•
1.1.1
elevata sensibilità;
uscita lineare e crescente;
stabilità di funzionamento nel tempo;
facile adattabilità alle esigenze di una specifica applicazione.
Il trasduttore PT100 (RTD)
Il trasduttore PT100, o termoresistenza RTD, è una resistenza di precisione il cui valore RT è funzione della temperatura T (➜ Volume 2).
In generale, il valore nominale della resistenza del dispositivo è di 100 Ω, ma in commercio ne esistono alcuni
con valori maggiori.
La caratteristica RT /T è lineare e crescente [1.1].
RT = R0 (1 + α ⋅ T )
[1.1]
Fig. 1.3
• RT è il valore della resistenza alla temperatura generica T;
• R0 è il valore nominale della resistenza alla temperatura di 0 °C;
• α = 3,85 ⋅ 10–3 °C–1 è il coefficiente medio dimensionale.
Quando il range di funzionamento è molto esteso e considerato che il coefficiente α non è
costante, la legge di variazione della resistenza in funzione della temperatura T si discosta
dalla linearità (tab. 1.1). In tal caso i circuiti d’utilizzazione di precisione necessitano di circuiti di linearizzazione.
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Unità 1
Trasduttori di temperatura
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TAB. 1.1
Caratteristiche del trasduttore PT100
Materiale: platino
Resistenza: 100 Ω ± 0,1% a 0 °C
Coefficiente di temperatura medio α: 3,85 ⋅ 10–3 °C–1
Range di funzionamento: 0 °C ÷ 250 °C
0,00
2,00
4,00
6,00
8,00
0,00
100,00
100,78
101,56
102,34
103,12
10,00
103,90
104,68
105,46
106,24
107,02
20,00
107,79
108,57
109,35
110,12
110,90
30,00
111,67
112,45
113,22
113,99
114,77
40,00
115,54
116,31
117,08
117,85
118,62
50,00
119,39
120,16
120,93
121,70
122,47
60,00
123,24
124,01
124,77
125,54
126,31
70,00
127,07
127,84
128,60
129,37
130,13
80,00
130,89
131,66
132,42
133,18
133,94
90,00
134,70
135,46
136,22
136,98
137,74
100,00
138,50
139,26
140,02
140,77
141,53
110,00
142,29
143,04
143,80
144,55
145,31
120,00
146,06
146,81
147,57
148,32
149,07
130,00
149,82
150,57
151,33
152,08
152,83
140,00
153,57
154,32
155,07
155,82
156,57
150,00
157,31
158,06
158,81
159,55
160,30
160,00
161,04
161,79
162,53
163,27
164,02
170,00
164,76
165,50
166,24
166,98
167,72
180,00
168,46
169,20
169,94
170,68
171,42
190,00
172,16
172,89
173,63
174,37
175,10
200,00
175,84
176,57
177,31
178,04
178,78
210,00
179,51
180,24
180,97
181,71
182,44
220,00
183,17
183,90
184,63
185,36
186,09
230,00
186,81
187,54
188,27
189,00
189,72
240,00
190,45
191,18
191,90
192,63
193,35
250,00
194,07
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[°C]
Poiché nella pratica è necessario eseguire una conversione resistenza/tensione, di seguito si
propongono alcuni schemi di convertitori RT/V per la termoresistenza (➜ Volume 2).
In figura 1.4 è riportato lo schema del convertitore RT/V che utilizza un generatore di corrente costante, realizzato con il regolatore di tensione LM317, in grado di erogare una
intensità di corrente I ≥ 10 mA.
12 V
Fig. 1.4 Generatore di
corrente costante con
l’integrato
LM317.
10
VIN
LM317
VOUT
R
I
V0
ADJ
RT
Trasduttore
I = 10 mA
MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
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L’intensità di corrente costante è uguale a 1, 2 e per I = 10 mA si ha:
R
R=
1, 2
= 120 Ω
10 ⋅ 10 −3
Ad esempio, se T = 20 °C, essendo RT = 107,79 Ω (tab. 1.1) ed imponendo I = 10 mA, la tensione d’uscita è V0 = 1,077 V.
Nello schema di figura 1.5 è proposto un convertitore RT /V che alimenta la termoresistenza
a corrente costante. Lo schema elettrico mostra che il convertitore è costituito da un amplificatore non invertente ed uno zener di precisione che fornisce la tensione d’ingresso VIN
rigorosamente costante.
I
I
RI
RT
RTD
12 V
2
7
V IN 3
CA3140
8,2 k
Fig. 1.5 Generatore di
corrente costante con
A. O. e tensione di riferimento.
V REF
VT
6
4
LM336
2,5 V
Posto VIN = VREF = 2,5 V, considerato che I =
VIN − 0
(operazionale ideale), si ricava il valore
RI
della resistenza RI per una corrente I = 1 mA:
2, 5
= 2500 Ω (2200 Ω + 470 Ω)
10 −3
Ad esempio, se T = 40 °C, essendo RT = 115,54 Ω (tab. 1.1) e I = 1 mA, la tensione d’uscita di
tipo fluttuante, cioè non riferita a massa, è VT = 115,54 mV.
Nella figura 1.6, è proposto lo schema di un circuito elettrico funzionale che fornisce una
tensione d’uscita VAB fluttuante e lineare.
RI =
PT100
I
RI
RT
R
R
RT
VA
VB
I /2
Fig. 1.6 Schema per la conversione temperatura/tensione con due
termoresistenze.
12 V
2
7
V IN 3
CA3140
8,2 k
V REF
6
4
LM336
2,5 V
R =100 (±0,1%)
Se l’operazionale è ideale (V + = V –) si ha I =
VREF
RI
Ricordando che RT = R0 + ∆R, poiché R = R0, si ricava:
VA = RI ⋅ I + (R0 + ∆R) ⋅
I
2
VAB = VA − VB =
11
VB = RI ⋅ I + R ⋅
I
2
[1.2]
∆R
∆R VREF
⋅I =
⋅
2
2
RI
Unità 1
Trasduttori di temperatura
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Pagina 12
Sebbene la [1.2] sia lineare del tipo VAB = m ⋅ ∆R, la caratteristica resistenza/tensione, ottenuta dallo schema di figura 1.6, è affetta da una lieve non linearità propria del trasduttore
PT100 che, tuttavia, può essere ridotta utilizzando campi di funzionamento contenuti o
provvedendo ad una linearizzazione via software.
Se la termoresistenza è posta a distanza dal sistema di controllo, i fili di collegamento introducono una resistenza aggiuntiva nella conversione resistenza/tensione. A questo proposito, le case costruttrici producono termoresistenze a tre fili e a quattro fili adatte ad eliminare l’errore dovuto alla resistenza dei fili di collegamento, in modo da dare la massima
accuratezza della misura.
La RTD a quattro fili è costituita da due fili di eccitazione (alimentazione) e da due fili di
misura collegati direttamente agli estremi della termoresistenza (fig. 1.7). In questo caso
l’intensità di corrente sui fili di misura è minima e, pertanto, l’errore è trascurabile.
RT
I
Fili d'alimentazione
Fili misura
RTD
Trasduttore
Fig. 1.7
➜
Esempio
Si realizzi un circuito di condizionamento per un trasduttore di temperatura con una PT100
(RS 341-452)1 in grado di fornire una tensione d’uscita compresa tra 0 V e 5 V quando la temperatura T varia nell’intervallo 0 °C ÷ 50 °C.
Nella figura 1.8 è riportato uno schema elettrico in grado di fornire una caratteristica del
sistema T/V lineare crescente.
L’integrato INA111 utilizzato ha le seguenti caratteristiche:
•
•
•
•
•
•
elevata soppressione di modo comune;
bassa tensione d’offset;
elevata impedenza d’ingresso (1012 Ω) per lo stadio d’ingresso a FET;
alimentazione duale ± 6 ÷ ± 18 V;
guadagni G compresi tra 1 e 1000 definiti dal valore del resistore RG;
costo molto contenuto.
PT100
12 V
VA
I
R
∆R
R
RI
R
R
0
∆R
VB
3
RG
12 V
I
2
7
V IN 3
CA3140
6,8 k
V REF
6
V0
INA111
8
6
2
100
[Ω]
119,39
0
∆R
[Ω]
19,39
V AB
5
4
0
4
[mV]
19,39
V0
LM336
0
5V
[V]
5
12 V
R =100 (±0,1%)
Fig. 1.8
50
RT
7
1
I /2
T
[°C]
Supponendo che l’intensità della corrente uscente dall’operazionale sia I = 2 mA, ogni ramo
del ponte di Wheatstone è attraversato da una corrente d’intensità di 1 mA tale da non
autoriscaldare le termoresistenze RT.
Nell’ipotesi che l’amplificatore CA3140 sia ideale, dal circuito di figura 1.8 si ricava:
RI =
VREF
5
=
= 2500 Ω (2,2 kΩ + 500 Ω)
I
2 ⋅ 10 −3
1 RS Componenti Elettronici - www.rs-components.it.
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MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
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Dato che per T = 0 °C si ha R = RT (0 °C) = 100 Ω e per T = 50 °C si ha RT (50 °C) = 119,25 Ω,
la variazione di resistenza ∆R, per il range di temperatura 0 °C ÷ 50 °C, e la VAB alla temperatura T = 50 °C per la [1.2] sono:
∆R = RT (50 °C ) − RT (0 °C ) = 19, 39 Ω
VAB =
∆R VREF
19, 39
5
⋅
=
⋅
= 19, 39 mV
2
RI
2
2500
Il guadagno G dell’amplificatore per strumentazione INA111 e la resistenza RG sono:
G=
RG =
5
V0
=
= 257, 86
VAB
19, 39 ⋅ 10 −3
50 ⋅ 103
50 ⋅ 103
=
= 194, 65 Ω (150 Ω + 100 Ω)
256, 86
G− 1
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Il master del circuito stampato a singola faccia, in scala 1:1, è riportato in figura 1.9.
Fig. 1.9 Lato
rame in scala
1:1.
La figura 1.10 mostra la serigrafia, mentre nella figura 1.11 è riportata la rappresentazione
tridimensionale del circuito proposto, elaborata da UltiBOARD.
Fig. 1.10 Serigrafia.
Fig. 1.11
Per la taratura del circuito si osservi la seguente procedura:
• si agisca sul trimmer di RI per fissare l’intensità di corrente I = 2 mA;
• si sostituiscano le PT100 con due resistenze di precisione di 100 Ω ± 0,1% al fine di simulare la condizione di funzionamento dei trasduttori in corrispondenza della temperatura
T = 0 °C. In tale condizione deve essere V0 = 0 V;
• si sostituiscano le resistenze di precisione di 100 Ω con due da 119,25 Ω, al fine di
simulare la condizione di funzionamento dei trasduttori in corrispondenza della
temperatura T = 50 °C. In tale condizione deve essere V0 = 5 V poiché è RT (T = 50 °C):
R T = 100 ⋅ (1 + α ⋅ T ) = 100 ⋅ (1 + 3,85 ⋅ 10 -3 ⋅ 50) = 119,25 Ω;
• si agisca sul m.g. 100 Ω per fissare la V0 = 5 V.
➜
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Unità 1
Trasduttori di temperatura
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1.1.2
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Pagina 14
Il termistore NTC
I termistori NTC sono trasduttori a semiconduttore (➜ Volume 2). La loro caratteristica RT/T è esponenziale decrescente e la loro resistenza RT è:
B⋅
RT = R0 ⋅ e
T0 − T
T0 ⋅ T
[1.3]
• RT è la resistenza del termistore NTC alla temperatura
generica T;
• R0 è la resistenza del termistore NTC alla temperatura
T0 = 20 °C;
• B è la costante dimensionale del termistore compresa tra
2000 K e 5500 K;
• T è la temperatura generica espressa in gradi Kelvin;
• T0 è la temperatura di riferimento in gradi Kelvin (generalmente 20 °C ⇒ 293 K).
Fig. 1.12
Poiché la caratteristica resistenza/temperatura del trasduttore è esponenziale decrescente, è
necessario linearizzarla ed invertire la sua pendenza, in modo da rendere la resistenza RT crescente linearmente all’aumentare della temperatura T.
La resistenza di linearizzazione RL può essere calcolata con la [1.4] o la [1.5] (➜ Volume 2).
RL =
RTmed ⋅ (RTmin + RTmax ) − 2 ⋅ RTmin ⋅ RTmax
RTmin + RTmax − 2 ⋅ RTmed
RL = R(Tmed ) ⋅
➜
[1.4]
B − 2 ⋅ Tmed
B + 2 ⋅ Tmed
[1.5]
Esempio
Si progetti un circuito di condizionamento per un termistore NTC K25-1k in grado di fornire una tensione d’uscita compresa tra 0 V e 5 V quando la temperatura T varia nell’intervallo
10 °C ÷ 70 °C.
Caratteristiche elettriche della NTC
Tipo
R [Ω]
K 25 1k
1000
Tolleranza
20%
B [K]
Colore
Codice
3530
Violetto
Q 63025 – K102-M
Potenza (a 60 °C): P0 = 400 mW
Temperatura di riferimento: T0 = 20 °C
Campo di temperatura: – 25 °C ÷ + 100 °C
Utilizzando la [1.3] si possono tabulare i valori assunti dal trasduttore NTC nel campo di funzionamento per incrementi di temperatura ∆T = 10 °C (tab. 1.2).
TAB. 1.2
T [°C]
10
20
30
40
50
60
70
Ω]
R [Ω
1529
1000
671
463
326
235
172
La resistenza di linearizzazione, calcolata applicando la [1.5], è RL = 323,5 Ω (330 Ω).
Il circuito di condizionamento, comprensivo di resistenza di linearizzazione, è riportato in
figura 1.13. Lo zener di precisione LM336-2,5 V è utilizzato per generare la tensione di riferimento VREF = 0,88 V (offset) e, unitamente all’A.O. CA3140, la tensione V = 5 V per il convertitore VT /RNTC, mentre l’amplificatore per strumentazione INA111 realizza il fattore di
scala.
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MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
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10 k
12 V
16:52
8,2 k
Pagina 15
5k
12 V
12 V
2
6,8 k
VIN = 2,5 V
3
7
R NTC
6
CA3140
V=5V
VT
3
1k
RL
RG
70
283
T
[K]
343
6
330
6,8 k
T
[°C]
7
1
4
10
V0
INA111
VT
8
LM336
2,5 V
V REF = 0,88 V
2k
2
[V]
0,88
5
4
V0
[V]
0
3,3 k
Fig. 1.13
3,28
5
12 V
Prelevando la tensione sulla resistenza di linearizzazione RL si ottiene una caratteristica VT/T
crescente all’aumentare della temperatura (tab. 1.3).
TAB. 1.3
T [°C]
10
20
Ω]
R [Ω
VT [V]
1529
1000
671
463
326
235
172
0,88
1,24
1,83
2,08
2,63
2,92
3,28
30
40
50
60
70
Poiché la tensione d’uscita V0 dell’INA111 deve essere uguale a 5 V, il guadagno G e la resistenza RG sono rispettivamente uguali a:
G=
RG =
1.1.3
V0
5
=
= 2,08
VT (70 °C ) − VT (10 °C ) 3,28 − 0,88
50 ⋅ 103
50 ⋅ 103
=
= 46,29 kΩ (39 kΩ + 10 kΩ)
1,08
G− 1
➜
Il trasduttore KTY
I trasduttori di tipo KTY sono realizzati con silicio drogato con
impurità di tipo n, presentano un coefficiente positivo, hanno
dimensioni contenute ed una struttura a tronco di piramide
ottenuta metallizzando completamente una faccia e solo parzialmente l’altra. Con questo tipo di struttura, detta a trasduttore singolo2, la variazione della resistenza R è funzione
della temperatura T e del verso della corrente.
La Philips costruisce trasduttori KTY doppi, realizzati con due
trasduttori singoli collegati in serie ma in opposizione (struttura a doppio tronco di piramide) per rendere la variazione della
resistenza R dipendente dalla temperatura e non dal verso della
corrente. La legge di variazione della resistenza RT in funzione
della temperatura T è leggermente esponenziale crescente.
Fig. 1.14
RT = Ra ⋅ eα (T −Ta )
[1.6]
• RT è la resistenza del trasduttore alla temperatura generica T;
• Ra è la resistenza del trasduttore alla temperatura ambiente Ta = 25 °C;
• α è il coefficiente dimensionale dipendente dalla temperatura (fig. 1.15).
Il costruttore fornisce il grafico o la tabella della caratteristica RT/T, anche se quest’ultima
può essere determinata con la [1.6].
2 Il contenitore deve contenere l’indicazione della polarità.
15
Unità 1
Trasduttori di temperatura
0060.M01_UD01_trasduttori.qxd
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Pagina 16
Le caratteristiche principali di un trasduttore KTY81 sono riportate nella tabella 1.4.
Caratteristiche trasduttore serie KTY81.
TAB. 1.4
Caratteristiche
Valori
U. misura
Intensità di corrente (max)
10
mA
Intensità di corrente di lavoro (max)
1
mA
±2
%
KTY81-1 valore nominale resistenza
1000
Ω
KTY81-2 valore nominale resistenza
2000
Ω
Coefficiente di temperatura α (medio)
0,75⋅10–2
K−1
Temperatura di riferimento (ambiente)
25
°C
− 55 ÷ + 150
°C
Tolleranza
Campo d’impiego di temperatura
Contenitore plastico
SOD70
Trasduttore doppio indifferente alla polarità
RT
[k Ω]
b
4,0
10
–2
K
R T [Ω]
–1
3,2
© RCS LIBRI EDUCATION SPA
In questa Unità si prende in considerazione la serie dei trasduttori KTY81. La figura 1.15 mostra
la caratteristica RT/T, la variazione del coefficiente di temperatura α in funzione della temperatura T e la variazione della resistenza RT in funzione della intensità di corrente di lavoro.
T = 25 °C
1
1100
0,5
1000
a
2,4
b
1,6
0
–50
KTY81-2
0,8
900
0
50
150
0,1
0,5
1
T [°C]
KTY81-1
0
–100
100
–50
0
25
50
100
150
T [°C]
Fig. 1.15 La
curva a è ricavata con la
[1.6], mentre
le curve b sono caratteristiche sperimentali.
5
10
I [mA]
Se il range di funzionamento della temperatura è molto limitato, la caratteristica RT/T può
ritenersi quasi lineare, mentre se esso è esteso, la caratteristica non è lineare ed è necessario utilizzare circuiti di linearizzazione.
Il circuito di linearizzazione può essere realizzato collegando una resistenza in serie al trasduttore (alimentato a tensione costante) o in parallelo (alimentato a corrente costante).
➜
Esempio
Si progetti un circuito di condizionamento per il trasduttore KTY81-1 (1 kΩ) in grado di fornire una tensione d’uscita V0 compresa tra 0 V e 5 V quando la temperatura T varia nell’intervallo − 20 °C ÷ + 80 °C.
Dalla [1.6] si ricava la tabella 1.5 dei valori teorici della resistenza RT del trasduttore al variare della temperatura T con incrementi di 10 °C.
RT (T = 80 °C ) = Ra ⋅ eα (T −Ta ) = 103 ⋅
2, 718282,6475
14,1186
= 103 ⋅
= 1510, 5 Ω
9, 3464
2, 718282,235
TAB. 1.5
Temperatura di riferimento (ambiente) Ta = 25 °C
T [°C]
– 20
– 10
0
10
20
25
30
40
50
60
70
80
R [Ω]
713
769
829
893
963
1000
1038
1119
1206
1300
1401
1510
–
56
60
64
70
–
75
81
87
94
101
109
∆R [Ω]
16
MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
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Pagina 17
Poiché il range di funzionamento della temperatura è esteso, si deve linearizzare la caratteristica del trasduttore (tab. 1.5). Dalla [1.4], si ha:
R(Tmin = – 20 °C) = 713 Ω
RL =
R(Tmed = + 30 °C) = 1038 Ω
R(Tmax = + 80 °C) = 1510 Ω
1038 ⋅ (713 + 1510) − 2 ⋅ 713 ⋅ 1510
= 1049, 0 Ω (1 kΩ )
713 + 1510 − 2 ⋅ 1038
La conversione temperatura/tensione è affidata al ponte di Wheatstone (fig. 1.16), nel quale
la resistenza R + R1 = 713 Ω provvede a bilanciare il ponte quando T = 0 °C, mentre la resistenza RL linearizza la caratteristica del trasduttore.
Per rendere indipendente la resistenza del trasduttore dall’intensità di corrente si utilizza
un’intensità di corrente I = 1 mA (fig. 1.15).
La tensione d’alimentazione del ponte Vp risulta:
Vp = RL + RT ( − 20 °C ) ⋅ I = (1000 + 713) ⋅ 10 −3 = 1, 713 V
ed è ottenuta utilizzando l’integrato LM336-5 V, un partitore di tensione ed un amplificatore operazionale, in configurazione d’inseguitore, che eroga l’intensità di corrente assorbita dal ponte (fig. 1.16).
Vp =1,713 V
12 V
12 V
12 V
T
RL
2
R2
R3
7
CA3140
3
6
B
RL
R
INA111
INA114
V0
A
R4
KTY81-1
2
[V]
0,3174
4
V0
RT
Trasduttore
0
5
1510
V AB
8
LM336
5V
[Ω]
80
RT
4
12 V
713
6
1
RG
[°C]
7
3
VAB
-20
R1
0
[V]
5
12 V
Fig. 1.16
La resistenza R2 = 6,8 kΩ limita l’intensità di corrente (IZ ≅ 1 mA) che attraversa il diodo zener
di precisione. Affinché la tensione sulla resistenza R4 coincida con la tensione Vp = 1,713 V,
posto R3 = 6,8 kΩ si ha:
5⋅
R4
= Vp
R3 + R4
R4 =
1, 713
⋅ 6, 8 ⋅ 103 = 3,54 kΩ
3, 287
(3,3 kΩ + 500 Ω )
La tensione VAB alla temperatura di 80 °C è uguale a:
RT ( 80 °C )
R + R1
1510
713
VAB =
−
−
⋅ 1, 713 = 0, 3174 V
⋅ Vp =
R
+
R
°
R
+
R
+
R
(
80
C
)
1000
+
1510
1000
+
713
( 1)
L
T
L
Considerando che la tensione d’uscita dall’amplificatore INA111 deve essere V0 = 5 V (fattore di scala) quando è T = 80 °C, si ha:
G=
RG =
17
V0
5
=
= 15, 75
VAB (T = 80 °C )
0, 3174
50 ⋅ 103
50 ⋅ 103
=
= 33, 89 kΩ
G− 1
14, 75
(27 kΩ + 10 kΩ )
Unità 1
Trasduttori di temperatura
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Per tarare il circuito di figura 1.16 si osservi la seguente procedura:
1. si agisca sul trimmer (500 Ω) di R4 fino ad ottenere Vp = 1,713 V;
2. si porti il trasduttore KTY81-1 alla temperatura minima T = − 20 °C e si agisca sul trimmer
R1 (R + R1 = 713 Ω) fino a quando la tensione d’uscita VAB è uguale a 0 V (bilanciamento
del ponte);
3. si porti il trasduttore KTY81-1 alla temperatura massima T = 80 °C e si regoli il trimmer
RG fino ad ottenere una tensione d’uscita V0 = 5 V.
➜
1.1.4
Il trasduttore integrato AD590
Il trasduttore di temperatura AD590, prodotto
dall’Analog Devices in forma integrata, è realizzato con materiale semiconduttore e fornisce un’intensità di corrente proporzionale alla temperatura,
espressa in gradi Kelvin. Alla base del funzionamento di tale dispositivo è il fatto che la tensione
prelevata ai capi di una giunzione polarizzata
direttamente varia di circa −2,3 mV/K in un ampio
range di temperatura.
L’integrato AD590 (fig. 1.18) è a due terminali e
per tensioni d’alimentazione comprese nel range
4 V ÷ 30 V ha una sensibilità S = 1 µA/K. Ad esempio, l’intensità di corrente IS per una temperatura
T = 273 °C risulta:
IS = 1 µA /°C ⋅ T + 273 µA
Fig. 1.17
IS
CAN
0 °C
Q3
Q4
T
Visto da SOTTO
I C1
Fig. 1.18 Contenitore, simbolo e schema interno
dell’integrato AD590.
Q2
[°C]
- 50
I C2
IS
R
150
T
Q1
[K]
223
AD590
273 K
423
VT
358
Lo schema interno molto semplificato mostra due transistor PNP Q3 e Q4, un transistor PNP
Q1 ed il transistor NPN Q2, costituito quest’ultimo da 8 transistor NPN uguali e collegati in
parallelo. Poiché IC1 = IC2, l’intensità di corrente IS e la tensione VT sulla resistenza R sono:
IS = IC1 + IC 2 = 2 ⋅ IC 2 = 2 ⋅
VT
R
VT = VBE1 + VBE 2 =
k ⋅T
⋅ ln 8 = 179 ⋅ T [ V ]
q
Con R = 358 Ω, resistenza di precisione tarata con il raggio laser, si ha:
IS = 2 ⋅
VT
179
= 2⋅
⋅ T = 1⋅ T [ µA ]
R
358
IS
µA
=1
T
K
L’intensità di corrente d’uscita può essere trasmessa a distanza, senza perdere contenuto
informativo, su una linea bifilare utilizzando la tecnica del loop di corrente (➜ Modulo 7,
Unità 2).
Nelle applicazioni pratiche occorre convertire l’intensità di corrente IS generata dall’AD590
in tensione per adattare il segnale alle specifiche dei convertitori A/D. Per effettuare la conversione corrente/tensione, si possono utilizzare i circuiti di figura 1.19.
18
MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
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Pagina 19
10 k
12 V
AD590
AD590
12 V
2
12 V
IS
IS
V0
10 k
7
CA3140
3
6
V0
4
Fig. 1.19
12 V
➜
Esempio 1
Si progetti un circuito di condizionamento per un trasduttore di temperatura in grado di
fornire una tensione d’uscita V compresa nel range 0 V ÷ 10 V quando la temperatura T varia
nell’intervallo 0 °C ÷ 80 °C.
R4
Temperatura
R2
0
I
R3
I1
R1
Fig. 1.20 Circuito di condizionamento del trasduttore AD590.
I1
N
IS
12 V
80
Temperatura
273
2
3
AD590
[°C]
[K]
253
7
CA3140
6
V0
Corrente d'uscita
273
IS
353
[µA]
4
Tensione d'uscita
12 V
0
12 V
V0
[V]
10
© RCS LIBRI EDUCATION SPA
12 V
Dallo schema di figura 1.20 si rileva che l’offset è stato realizzato in corrente (I1 = 0 A,
V0 = 0 V per T = 0 °C) con le resistenze R3 e R1 (regolazione fine), mentre il fattore di scala e
la conversione corrente/tensione sono realizzati con un amplificatore operazionale. Per non
caricare il trasduttore si utilizza l’A.O. CA3140 che ha un’elevata impedenza di ingresso (stadio d’ingresso a MOS/FET).
Poiché la corrente Is prodotta dal trasduttore è proporzionale alla temperatura T, espressa
in gradi Kelvin, è necessario eseguire la conversione Celsius ⇒ Kelvin.
T (0 °C ) ⇒
T ( 80 °C ) ⇒
T (273 K )
T (353 K )
IS (273 K ) = 273 µA
IS (353 K ) = 353 µA
Affinché sia V0 = 0 V quando T = 0 °C, deve essere I = Is = 273 µA. Applicando il principio di
Kirchhoff al nodo N (fig. 1.13), si ha:
I1(0 °C ) = IS (0 °C ) − I = 273 ⋅ 10 −6 − 273 ⋅ 10 −6 = 0 A
Poiché a 0 °C V0 = 0 V, I1 = 0 A ed I ≡ Is = 273 ⋅ 10 −6 per VCC = 12 V si ha:
R3 + R1 =
VCC
12
=
= 43,956 kΩ
I
273 ⋅ 10−6
(R3 = 39 kΩ, R1 = 10 kΩ)
Per T = 80 °C l’intensità di corrente è IS = 353 µA, si ha:
I1 (80 °C) = Is – I = 353 ⋅ 10–6 – 273 ⋅ 10–6 = 80 µA
Nell’ipotesi che l’operazionale sia ideale e la I1 (80 °C) attraversi le resistenze R2 + R4, la tensione d’uscita è:
V0 (80 °C) = (R4 + R2) ⋅ I1 (80 °C)
R4 + R2 =
19
10
V0 ( 80 °C )
=
= 125 kΩ ( R4 = 82 kΩ, R2 = 47 kΩ )
I1( 80 °C ) 80 ⋅ 10 −6
Unità 1
➜
Trasduttori di temperatura
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➜
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Pagina 20
Esempio 2
Si dimensioni un circuito di condizionamento per un trasduttore AD590 nell’ipotesi che esso
debba fornire una tensione d’uscita compresa nel range 0 V ÷ 5 V quando T varia nell’intervallo 0 °C ÷ 100 °C.
Lo schema di figura 1.21 evidenzia che l’offset è realizzato in tensione con la tensione di
riferimento VREF, a differenza dall’esempio precedente, mentre il fattore di scala è affidato
all’amplificatore operazionale per strumentazione.
L’integrato LM336-2,5 V e l’amplificatore operazionale non invertente generano la tensione
di riferimento VREF = 2,73 V necessaria per l’offset (V0 = 0 V). La conversione corrente/tensione è realizzata con la resistenza R4.
La resistenza R1 limita l’intensità di corrente nel diodo zener di precisione. Con I = 1 mA è:
VCC − 1, 2
= 10, 8 ⋅ 103 = 10, 8 kΩ (10 kΩ)
1⋅ 10 −3
R1 =
Nell’ipotesi che R4 = 10 kΩ, si ha:
IS (T = 0 °C) = 273 µA
VS (0 °C) = VREF = 2,73 V (offset)
IS (T = 100 °C) = 373 µA
VS (100 °C) = 3,73 V
Il guadagno G dell’amplificatore CA3140 risulta:
G=
VREF 2, 73
=
= 2, 275
1, 2
1, 2
Posto R2 = 10 kΩ, i valori delle resistenze sono:
R3 + RP = (G – 1) ⋅ R2 = 1,275 ⋅ R2 = 12,75 kΩ
(10 kΩ + 5 kΩ)
Il guadagno G dell’amplificatore INA111 ed il valore la resistenza RG sono:
G=
V0
5
=
= 5
VS (100 °C ) − VREF
1
RG =
50 ⋅ 103 50 ⋅ 103
=
= 12, 5 kΩ
G −1
4
(12 kΩ + 1 kΩ )
RP
R3
12 V
12 V
R2
R1
12 V
2
3
CA3140
6
V REF = 2,73 V
0
4
3
ICL8069
RG
12 V
3
CA3140
V0
INA111
2
7
AD590
VS
6
8
12 V
6
R 4 ( 1%)
273
[K]
2,73
[µA]
100
VS
373
IS
3,73
VS
5
4
2,73
[V]
3,73
V0
4
IS
[°C]
T
7
1
1,2 V
2
T
7
12 V
0
[V]
5
Fig. 1.21
Per la taratura del circuito si osservi la seguente procedura:
•
•
si agisca sul trimmer RP per fissare VREF = 2,73 V (tensione d’offset) quando la temperatura T = 0 °C;
si agisca sul trimmer di RG in modo da portate la tensione V0 = 5 V (fattore di scala) quando la temperatura T = 100 °C.
➜
20
MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
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1.1.5
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Pagina 21
Il trasduttore LM35
Il circuito integrato LM35 (National Instruments) è un trasduttore di temperatura che fornisce una tensione d’uscita
proporzionale alla temperatura T espressa in gradi Celsius.
In realtà la National produce trasduttori di temperatura
con uscita in tensione calibrati in gradi Kelvin (LM335) ed
in gradi Fahrenheit (LM34).
Le caratteristiche elettriche principali del trasduttore LM35
sono riportate nella tabella 1.6.
Caratteristiche del trasduttore LM35.
TAB. 1.6
Caratteristiche
Valori
Linearità tipica
U. misura
± 0,30
°C
Intensità di corrente di uscita
10
mA
Tensione di alimentazione VCC
4 ÷ 30
V
Sensibilità
10
mV/°C
Bassa impedenza d’uscita (1 mA)
0,1
Ω
− 55 ÷ + 150
°C
Range di temperatura
Fig. 1.22
Calibrazione diretta
Per le sue caratteristiche il dispositivo può essere utilizzato direttamente senza componenti aggiuntivi quando il range di funzionamento non prevede temperature minori di 0 °C
(fig. 1.23).
VCC
V CC
VT
VCC
Fig. 1.23 Schema trasduttore per temperature maggiori di 0 °C.
GND
LM35
VT
Trasferimento
a distanza
LM35
VT
75 Ω
Visto da sotto
1 µF
➜
Esempio
Si dimensioni un circuito di condizionamento che consenta di ottenere una tensione
compresa nel range 1,25 V ÷ 5 V quando la temperatura varia nell’intervallo 10 °C ÷ 40 °C
(fig. 1.24).
Poiché il segnale d’uscita dal trasduttore VT va da 0,1 V a 0,4 V, per ottenere i valori di
tensione richiesti è sufficiente che l’amplificazione G dell’amplificatore non invertente
sia di 12,5:
R + RP
V0 = 1 + 2
⋅ VS ;
R1
R2 + RP
= 12, 5 ;
1 +
R1
R2 + RP
= 11, 5
R1
Posto R1 = 5,6 kΩ, si ha:
R2 + RP = 64,6 kΩ
21
(R2 = 56 kΩ, RP = 10 kΩ)
Unità 1
Trasduttori di temperatura
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Pagina 22
R2
12 V
RP
Temperatura
10
[°C]
40
12 V
R1
VT
LM35
VT
Tensione d’uscita
2
3
7
CA3140
6
[V]
0,1
0,4
V0
4
Tensione d’uscita
[V]
1,25
Fig. 1.24
V0
5
➜
Il trasduttore TMP01
Il trasduttore di temperatura TMP01, prodotto
dall’Analog Devices in forma integrata, è realizzato con materiale a semiconduttore e fornisce
in uscita una tensione proporzionale alla temperatura assoluta con un eccellente grado di linearità. Questa proprietà lo rende particolarmente
adatto per essere utilizzato nei sistemi d’allarme,
nel rilievo di temperatura anche remota e nei
sistemi di controllo di processo.
L’integrato TMP01 contiene un trasduttore di
temperatura, un comparatore a finestra che
pilota due transistor a collettore aperto e rende
disponibile in uscita una tensione di riferimento
VREF. Le resistenze esterne R1, R2 e R3 consentono di programmare il range di temperatura per
applicazioni particolari (fig. 1.26).
V REF 1
2,5 V
Temperature
sensor &
voltage
reference
© RCS LIBRI EDUCATION SPA
1.1.6
Fig. 1.25
Sensor
TMP01
8 V+
248
273
298
323
348
373
398
7 Over
- 25
0
25
50
75
100
125
R1
Set High
2
°F
°C
Window
comparator
R2
Set Low
6 Under
3
1,24
1.365
1,49
1,615
1.74
1,865
1,99
Vptat
R3
GND 4
Hysteresis
generator
5 Vptat
0,125
0,125
0,125
0,125
0,125
0,125
∆V
Fig. 1.26
Le caratteristiche sono riportate nella tabella 1.7, mentre la tensione d’uscita Vptat è:
Vptat = 5 mV ⋅ (T [°C] + 273 [°C])
[1.7]
Per le sue caratteristiche il dispositivo può essere utilizzato direttamente senza componenti
aggiuntivi anche per temperature inferiori a 0 °C.
22
MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
0060.M01_UD01_trasduttori.qxd
TAB. 1.7
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16:53
Pagina 23
Caratteristiche del trasduttore TMP01.
Caratteristiche
Valori
U. misura
5
mV/K
1,490
V
− 55 ÷ + 150
°C
2,5
V
Fattore di scala (sensibilità)
Tensione d’uscita VT (T = 25 °C)
Range di temperatura
Tensione di riferimento VREF
IVREF senza isteresi
7
µA
Corrente d’uscita Open Collector
20
mA
Corrente d’uscita VREF
2
mA
Corrente d’uscita Vptap
2
mA
4,5 ÷ 13,2
V
Tensione d’alimentazione singola
Basso consumo e basso costo
Compatibilità TTL/CMOS
➜
Esempio
Si progetti un circuito di condizionamento per un trasduttore di temperatura TMP01 (RS
310-874) in grado di fornire una tensione d’uscita VT compresa nel range 0 V ÷ 5 V quando
la temperatura T varia nell’intervallo −20 °C ÷ 60 °C.
Poiché l’integrato fornisce una tensione d’uscita proporzionale alla temperatura, il circuito
di condizionamento (fig. 1.27) contiene solo un amplificatore per strumentazione che realizza sia l’offset sia il fattore di scala. Il valore della tensione d’offset si ricava direttamente
dalla tensione di riferimento VREF dell’integrato (pin 1).
2,5 V
R1
1
+ 12 V
+ 12 V
8
7
V+
VREF
Over
2
7
R3
TMP01
2
Set High
Under
6
RP 2
RG
V0
INA111
8
RP 1
3
R2
6
1
Set Low
Vptat
5
3
5 VT
GND
4
4
Fig. 1.27
– 12 V
Dalla [1.7] si ha:
VT1 (T = − 20 °C) = 5 mV (− 20 + 273) = 1,265 V
VT2 (T = + 60 °C) = 5 mV (+ 60 + 273) = 1,665 V
La tensione d’offset (VT1 = 1,265 V) è ricavata con il partitore R1, R2 ed RP1 la cui somma deve
essere circa 500 kΩ per non caricare il circuito interno.
Posto RP1 = 50 kΩ risulta R1 = R2 = 220 kΩ con un’intensità di corrente IVREF = 5 µA.
Poiché la tensione d’uscita dall’integrato INA111 è V0 = G ⋅ (VT2 − VT1), si ha:
G=
5
V0
=
= 12, 5
VT 2 − VT 1 0, 4
RG =
50 ⋅ 103
50
=
⋅ 103 = 4, 34 kΩ
11, 5
G −1
(RG ⇒ R3 = 3,9 kΩ, RP2 = 1 kΩ)
Per la taratura si regoli RP1 per fissare VT1 = 1,265 V, quando la temperatura T = − 20 °C, e successivamente si regoli RP2 per ottenere V0 = 5 V (fattore di scala) quando la temperatura T = + 60 °C.
➜
23
Unità 1
Trasduttori di temperatura
0060.M01_UD01_trasduttori.qxd
1.1.7
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Pagina 24
Termocoppie
Le termocoppie sono trasduttori di temperatura
frequentemente utilizzati in ambito industriale
perché:
•
•
•
•
non richiedono circuiti d’alimentazione;
possono rilevare temperature molto elevate;
sono dispositivi molto robusti;
sono disponibili in commercio in un gran
numero di versioni differenti, per struttura
meccanica e per caratteristiche.
Fig. 1.28
Il principio di funzionamento di una termocoppia, costituita da due metalli diversi saldati
all’estremità (giunti), è basato sull’effetto Seebeck (➜ Volume 2).
Nella figura 1.29 sono riportati i diversi tipi di termocoppie: nel primo i due giunti sono chiusi, mentre nel secondo il giunto freddo è aperto.
IT
Giunto
caldo
Giunto caldo
JC
Fig. 1.29
Giunto
freddo
+ Rame
TC
TF
VT
Giunto freddo
JF
- Costantana
Per una termocoppia con giunto aperto si ha:
VT = α ⋅ (TC – TF)
•
•
•
•
TC è la temperatura del giunto caldo JC;
TF è la temperatura del giunto freddo JF;
α è il coefficiente di proporzionalità di Seebeck dimensinale [V/°C];
con TF = 0 °C si ha VT = α ⋅ TC.
In realtà la f.e.m. misurata sul giunto aperto dipende, oltre che dalle temperature delle
giunzioni, anche dalle giunzioni dovute ai fili di collegamento. Se i fili sono di rame e la termocoppia è di tipo T, si genera una sola giunzione indesiderata vista come un giunto di riferimento JR che genera una f.e.m. VR. In questo caso si ha:
VT = α ⋅ (TC – TR) = α ⋅ TC + α ⋅ TR = VC + VR
dove VR è la tensione d’errore. Anche in questo caso, per un’accurata misura, occorre che sia
VR = 0 V. Tale condizione si raggiunge immergendo la giunzione JR in un bagno di ghiaccio
fondente a temperatura di 0 °C (vaso di Dewar) ottenendo VT = α ⋅ TC.
Poiché nelle applicazioni pratiche non è possibile utilizzare un bagno di ghiaccio fondente,
è necessario ricorrere ad un blocco isotermico elettronico che sia in grado di compensare la
f.e.m. aggiuntiva.
Il dispositivo è costituito da una termoresistenza RT con caratteristica RT/T lineare e crescente, disposta su un ramo di un ponte di Wheatstone, in modo da generare una tensione VW
dipendente dalla temperatura cui è sottoposto il blocco isotermico (fig. 1.30).
Considerando che la f.e.m. VAB misurata senza il blocco isotermico risulta:
VAB = α ⋅ (TC – TR) = VC – VR
è necessario che la tensione di sbilanciamento del ponte VW sia uguale ed opposta a quella
dei giunti di collegamento. In tal modo la tensione VAB è proporzionale solo alla temperatura TC del giunto caldo.
24
MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
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Pagina 25
Blocco
Giunto
caldo
isotermico
VAB = VW + VC – VR = VC
RT
E
VW
Circuito equivalente
A
A
V
B
Fig. 1.30
VW
VC
VR
V
B
La variazione della temperatura di riferimento, infatti, provoca una variazione della termoresistenza RT e della tensione tale da annullare la f.e.m. VR di riferimento per qualsiasi valore della temperatura.
Fig. 1.31
TAB. 1.8
Termocoppia tipo J (Rame - Costantana) – 100 °C ÷ 400 °C
Temperatura [°C]
25
Tensione VT [mV]
Tensione VS [mV]
− 100
− 4,632
− 893
− 60
− 2,892
− 556
− 20
− 0,995
− 189
0
0,000
+ 3,1
+ 20
1,019
200
+ 40
2,058
401
+ 60
3,115
606
+ 80
4,186
813
+ 100
5,268
1 022
+ 140
7,457
1 445
+ 180
9,667
1 873
+ 200
10,777
2 087
+ 300
16,325
3 160
+ 400
21,846
4 228
Unità 1
© RCS LIBRI EDUCATION SPA
Termocoppia J
Tra i circuiti integrati più facilmente reperibili si annovera l’AD594 per la termocoppia di tipo
J, prodotto dall’Analog Devices. L’AD594 combina un blocco che produce la tensione di compensazione del giunto freddo (o di riferimento), un amplificatore precalibrato per una tensione d’uscita di 10 mV per ogni grado Celtius (sensibilità 10 mV/°C) ed un circuito di segnalazione della rottura della termocoppia (fig. 1.31). Per temperature maggiori di 0 °C l’integrato
necessita di una alimentazione singola compresa tra 5 V ÷ 30 V, mentre per temperature minori di 0 °C necessita dell’alimentazione
duale ± 15 V.
Al fine di polarizzare correttamente
+12 V
l’ingresso dell’amplificatore è necesVS
sario che il pin 1 sia connesso a massa
14
13
12
11
10
9
8
ed al morsetto positivo della termocoppia (fig. 1.31). In realtà la tensione
AD594
d’uscita VS non è perfettamente
Rivelatore di
lineare ed è uguale a circa 10 mV per
sovraccarico
A
ogni grado Celsius (tab. 1.8).
L’integrato AD594 può essere utilizzato anche per misure dirette di tempeBLOCCO
ISOTERMICO
ratura nel range − 55 ÷ +125 °C. In tal
G
G
+TC – TC
caso la termocoppia è sostituita con
un cortocircuito (pin 1 connesso a
massa) e l’elemento sensibile è la termoresistenza RT interna al blocco iso1
2
3
4
5
6
7
termico.
Trasduttori di temperatura
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➜
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Esempio
Si utilizzi una termocoppia di tipo J per misure di temperatura comprese nel range 100 °C ÷ 300 °C.
Le tensioni d’uscita del segnale condizionato siano rispettivamente 0 V per T = 100 °C e 10 V per
T = 300 °C.
Nella figura 1.32 si riporta lo schema funzionale del circuito di condizionamento. Il segnale
VS, disponibile sul pin 9 dell’integrato AD594, è compreso tra 1,022 V quando è T = 100 °C e
3,160 V quando è T = 300 °C (tab. 1.8).
La tensione d’offset di 1,022 V è realizzata con l’integrato LM336-2,5 V e con il partitore resistivo R1, RP e R2.
Poiché V0 = 10 V, il guadagno G dell’amplificatore per strumentazione è:
G=
V0
10
10
=
=
= 4, 66
VS (300 °C ) − VREF (100 °C ) 3,160 − 1, 022 2,144
La resistenza RG risulta:
RG =
50 ⋅ 103 50 ⋅ 103
=
= 13, 66 kΩ
G −1
3, 66
+12 V
Termocoppia J
Fig. 1.32 Circuito di condizionamento per termocoppia tipo J.
+12 V
11
14
9
8
VS
3
1
AD594
6,8 k
1
2k
8,2 k
4
(12 kΩ + 5 kΩ)
VREF
RP
7
RG
7
INA111
8
2
4
T
6
V0
5
100
[°C]
1,022
[V]
300
VS
3,228
V0
0
[V]
10
LM336
2,5 V
+12 V
3,9 k
–12 V
Per la taratura si regoli RP fino ad avere la VREF = 1,022 V, quando la temperatura T = 100 °C,
e successivamente si regoli il trimmer di RG = 5 kΩ per ottenere V0 = 5 V (fattore di scala)
quando la temperatura T = 300 °C.
➜
26
MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
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Pagina 27
unità
2. Trasduttori
di posizione
I trasduttori di posizione analogici trasformano un movimento lineare o angolare in una
grandezza elettrica e sono dispositivi utilizzati per misure di posizione, di pressione, di
forza, ecc. Un ottimo trasduttore di posizione deve avere requisiti quali la lunga durata, la
precisione, la stabilità nel tempo, l’affidabilità, ecc., in modo da garantire la ripetibilità della
misura.
Sono già stati esaminati i concetti fondamentali relativi al trasduttore di posizione (potenziometro) (➜ Volume 1, Modulo 6, Unità 3, par. 3.1) e si è posto il problema della non linearità della caratteristica tensione/posizione quando il dispositivo è caricato con una resistenza di utilizzazione. In quest’Unità verranno approfondite alcune tematiche già trattate nel
Volume 1 ed è analizzato il trasduttore di posizione a trasformatore differenziale.
2.1
Trasduttore di posizione lineare. Potenziometro
Il trasduttore di posizione lineare è costituito da una resistenza
racchiusa in un contenitore metallico nel quale scorre un’asta
anch’essa metallica. All’esterno del contenitore sono riportati
tre reofori detti inizio, centro e fine (fig. 2.2).
La resistenza del trasduttore è misurata tra il terminale inizio
e centro e varia da 0 Ω, quando l’asta è nella posizione L = 0,
ad un valore massimo RMAX, dipendente dalle caratteristiche
del trasduttore, quando l’asta è nella posizione L = LMAX (asta
tutta esterna).
Fig. 2.1
Centro
Inizio
Spostamento
Centro
Inizio
Fig. 2.2
Fine
RS
Fine
L
0
➜
L max
Esempio
Nella figura 2.3 è riportato lo schema del circuito di condizionamento di un trasduttore di
posizione lineare costituito da un potenziometro, con le caratteristiche di tabella 2.1, in
grado di fornire una tensione variabile nel range 0 V ÷ 5 V quando l’asta del cursore mobile subisce uno spostamento variabile nel range 0 mm ÷ 50 mm.
TAB. 2.1
Caratteristiche di un trasduttore di posizione lineare.
Caratteristiche
Valore nominale RS
Corsa asta
Intensità di corrente max
27
Valori
U. misura
2
kΩ
0 ÷ 50
mm
10
mA
Unità 2
Trasduttori di posizione
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Per ottenere le migliori prestazioni, è opportuno che il trasduttore sia utilizzato come partitore di tensione oppure sia alimentato con un’intensità costante di corrente prodotta da
un generatore di corrente con A.O.
R
R
12 V
2
3
CA3140
0
R2
6
12 V
R1
I
RS
Trasduttore
1 mA
[mm]
Trasduttore
4
R
E
Lunghezza
7
2
0
[Ω]
0
[V]
0
[V]
7
R
CA3140
3
V0
VS
RS
2000
VS
6
4
2k
50
2
V0
Fig. 2.3
5
Supponendo E = 12 V ed imponendo un’intensità di corrente costante I = 1 mA, si calcolino
i valori della resistenza R e della tensione massima VS.
E
12
=
= 12 kΩ ( ±1%)
I 1⋅ 10 −3
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R=
VS ( L = 50 mm) = 2 ⋅ 10 +3 ⋅ 1⋅ 10 −3 = 2 V
Per non caricare il potenziometro è consigliabile utilizzare un amplificatore ad elevata resistenza d’ingresso. Il guadagno G dell’amplificatore è:
G=
dove G = 1 +
R2
.
R1
V0 5
= = 2, 5
VS 2
Posto R1 = 10 kΩ, si ha R2 = 1,5 ⋅ 10 ⋅ 103 = 15 kΩ (12 kΩ + 4,7 kΩ).
➜
2.2
Trasduttore di posizione angolare
(potenziometro rotativo)
Il trasduttore di posizione angolare è utilizzato per
misurare o controllare uno spostamento angolare.
Il dispositivo è costituito da un potenziometro a spostamento angolare la cui parte mobile, centrata con la
parte fissa, ruota in modo da descrivere un angolo
(fig. 2.5).
Il pin centrale è strisciante e può essere collegato meccanicamente ad una molla di richiamo.
Fig. 2.4
Centro
a
∆RS
Inizio
Fig. 2.5
28
Inizio
Centro
RS
Fine
Fine
MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
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Pagina 29
Il circuito di figura 2.6 è un esempio di conversione
spostamento angolare/tensione (RS /V). La resistenza
Rα, misurata tra inizio e centro, dipende dallo spostamento angolare. La resistenza d’utilizzazione RC è
separata da quella del dispositivo con l’amplificatore
operazionale, ad elevata resistenza d’ingresso, al fine
di non caricare il trasduttore.
VCC
α =120°
RS
α =0°
A.O.
VS
E
Trasduttore
RC
V0
Fig. 2.6
➜
Esempio
Nella figura 2.7 è riportato lo schema di un circuito di condizionamento adatto a generare
una tensione V0 nel range 0 V ÷ 5 V quando lo spostamento del cursore del trasduttore di
posizione angolare (RS 319-310)1 varia tra 20° e 100°.
+12 V
2,2 k
α
VREF
LM336
2,5 V
α =100°
E
RS
α =20°
Trasduttore
7
2
1
10 k
RG
VS
20
6
INA111
8
3
4
[Gradi]
100
VS
V0
0,27
[V]
5
4,19
V0
0
[V]
5
–12 V
Fig. 2.7
Nelle tabelle 2.2 e 2.3 sono riportati rispettivamente le caratteristiche elettriche ed i valori
sperimentali della resistenza del trasduttore.
TAB. 2.2
Caratteristiche del trasduttore di posizione angolare.
Caratteristiche
Valori
U. misura
5
kΩ
Rotazione meccanica
120
Gradi
Potenza max (a 40 °C)
1
W
2
%
± 20
%
Valore nominale RS
Linearità
Tolleranza
TAB. 2.3
Valori sperimentali della resistenza del trasduttore.
α [°]
Ω]
RS [Ω
0
20
100
120
170
240
3670
4370
Per non riscaldare il trasduttore, si fissi una tensione d’alimentazione E = 5 V in modo che la
potenza assorbita sia minore di 1 W.
Le tensioni VS sono:
VS (α = 20° ) =
240
⋅ 5 = 0, 27 V
4370
VS (α = 100° ) =
3670
⋅ 5 = 4,19 V
4370
1 RS Componenti Elettronici - www.rs-components.it.
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Unità 2
Trasduttori di posizione
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L’amplificatore per strumentazione INA111 realizza l’offset con la tensione di riferimento
VREF = 0,27 V ed il fattore di scala.
Il guadagno G, che consente di ottenere il fattore di scala, è:
V0 (α = 100° ) = G ⋅ [Vs (α = 100° ) − VREF ] = 5 V
V0 (α = 100° )
5
=
= 1, 27
Vs (α = 100° ) − VREF 3, 92
G=
Poiché G = 1 +
50 ⋅ 103
, la resistenza RG risulta:
RG
RG =
2.3
50 ⋅ 103 50 ⋅ 103
=
= 185,18 kΩ
G −1
1, 27 − 1
(150 kΩ + 50 kΩ)
➜
Trasduttore di posizione lineare a trasformatore
differenziale
Il trasduttore di posizione lineare a trasformatore
differenziale (LVDT) è un dispositivo di costo contenuto in relazione alle elevate caratteristiche che
possiede (fig. 2.8). La precisione, la sensibilità e la
lunga durata lo rendono particolarmente adatto in Fig. 2.8
applicazioni gravose.
Il principio di funzionamento è basato sulla variazione di flusso concatenato generato dallo
spostamento di un cilindro ferromagnetico (ferro-nichel) che scorre all’interno dell’avvolgimento d’eccitazione (primario) al quale sono sovrapposti due avvolgimenti identici d’uscita
(secondari). Questi ultimi sono avvolti in modo da estendere il campo di misura e rendere
minimo l’errore e massima la linearità (fig. 2.9).
L
In
In
0
Cilindro magnetico
Secondario1 (Out1)
L
Asta
Out1
Out1
Primario (In)
Asta
Out2
Out2
Fig. 2.9
Secondario2 (Out2)
Alimentando il primario con una tensione sinusoidale e sui due secondari si generano due
tensioni sinusoidali indotte e1 ed e2 che sono uguali in ampiezza, quando il cilindretto è
nello zero centrale rispetto agli avvolgimenti, e diverse, se il cilindretto è spostato verso
destra o verso sinistra (fig. 2.10).
Fig. 2.10 Segnali sinusoidali d’uscita
(rappresentazione temporale e vettoriale).
e1 e2
e
e1 e2
t
e1
e2
Se i due avvolgimenti secondari sono collegati in opposizione e il cilindro è spostato a destra
rispetto alla posizione di zero centrale (fig. 2.11), la tensione d’uscita eu è uguale alla differenza istantanea delle tensioni sinusoidali d’uscita eu = e1 − e2 ed è sfasata di 180° rispetto
alla tensione e1.
30
MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
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e
Fig. 2.11 Segnali d’uscita con il cilindro spostato a destra.
Pagina 31
e1 e2
e2
e1
e1
e2
e1
eu
t
e2
eu
eu
Se, invece, il cilindro è spostato verso sinistra rispetto alla posizione di zero centrale, l’ampiezza di e1 aumenta, quella di e2 diminuisce e la tensione d’uscita è eu = e1 − e2 risulta in
fase rispetto alla tensione e1 (fig. 2.12).
Fig. 2.12 Segnali d’uscita con il cilindro spostato a sinistra.
e1 e 2
e1
e2
e1
e2
eu
e1
e2
eu
eu
t
eu
© RCS LIBRI EDUCATION SPA
e
Si consideri un trasduttore LVDT alimentato con una tensione sinusoidale avente frequenza
di qualche kHz. Nell’ipotesi che l’accoppiamento magnetico sia ideale (assenza totale di flusso disperso), il rapporto spire coincide con il rapporto delle tensioni.
Vs
N
= S
Vp Np
dove:
•
•
•
•
Ns è il numero di spire del primario (trasformatore ideale);
Np è il numero di spire del secondario (trasformatore ideale);
Vs è la tensione applicata al primario;
Vp è la tensione applicata al secondario.
Si dimostra che la tensione d’uscita è proporzionale allo spostamento eu = m · L, dove m è
una costante dimensionale coincidente con il coefficiente angolare dell’equazione della
retta.
eu
La caratteristica tensione/posizione è riportata in figura 2.13.
Le principali caratteristiche dei trasduttori di posizione LVDT,
utilizzati principalmente come indicatori di zero nei sistemi di
controllo di posizione, sono:
L
L
L
• vita praticamente illimitata perché non vi sono contatti striFig. 2.13
scianti tra il cilindro mobile ferromagnetico e gli avvolgimenti;
• elevata sensibilità dovuta alla mancanza di attriti ed all’effetto induttivo sul quale è basato il suo principio di funzionamento;
• totale isolamento tra primario e secondario;
• alta precisione e linearità;
• elevata robustezza dovuta ai materiali impiegati per la costruzione;
• applicazioni nel controllo di precisione di sistemi.
Poiché il trasduttore deve essere sollecitato da una tensione sinusoidale, il circuito d’utilizzazione deve generare un segnale sinusoidale, con ampiezza e frequenza variabili per alimentare il primario e deve convertire le tensioni sinusoidali dei due secondari in una tensione continua proporzionale allo spostamento L.
La difficoltà a realizzare circuiti di condizionamento con componenti discreti e la necessità
di produrre schede di dimensioni ridotte, induce il progettista ad utilizzare integrati dedicati al condizionamento dei segnali per trasduttori LVDT.
Tra i numerosi integrati disponibili si prendono in considerazione l’AD598 e l’AD698
dell’Analog Devices, adatti rispettivamente per trasduttori LVDT a 5 e 4 fili.
31
Unità 2
Trasduttori di posizione
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2.3.1
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Pagina 32
Circuito di condizionamento del trasduttore LVDT
con l’integrato AD598
L’AD598 elimina i problemi dovuti all’eventuale variazione di ampiezza e di frequenza del
segnale d’eccitazione poiché opera con il rapporto tra la differenza e la somma dei segnali
sinusoidali e con circuiti raddrizzatori. In tal modo sui morsetti d’uscita è disponibile una
tensione continua.
All’interno dell’AD598 sono integrati l’oscillatore con il relativo amplificatore di potenza, i
circuiti per la demodulazione delle tensioni secondarie, il filtro e l’amplificatore finale (fig.
2.14).
Eccitazione
VB
Fig. 2.14 Schema a blocchi
dell’AD598.
AD598
AMPLIFICATORE
OSCILLATORE
FILTRO
AMPLIFICATORE
A B
A B
VA
Vout (DC)
LVDT
La tensione d’uscita continua si ricava dall’elaborazione dei segnali secondari, dal filtraggio
e dall’amplificazione. La demodulazione delle tensioni sinusoidali secondarie dipende solo
dalle ampiezze di queste e non da quella d’eccitazione e, per una efficiente demodulazione, è necessario che la somma delle tensioni secondarie sia costante al variare della posizione del cilindretto. La posizione L del cilindretto si ricava dal rapporto tra la differenza e la
somma dei segnali A e B dove A e B sono la media delle ampiezze fornite dai due segnali
secondari (fig. 2.14).
La tecnica del rapporto tra differenza e somma dei segnali rende insensibile l’uscita Vout alle
eventuali variazioni d’ampiezza del segnale d’eccitazione.
Nella tabella 2.4 sono riportate le caratteristiche dell’integrato AD598.
TAB. 2.4
Caratteristiche dell’integrato AD598.
Caratteristiche
Valori
± 18 o 36
Alimentazione duale o singola
V
2,1 ÷ 24
V (RMS)
100
mV (RMS)
20 ÷ 20.000
Hz
30
mA
0 ÷ 70
°C
Tensione d’eccitazione primaria (fig. 2.16)
Tensioni secondarie minime
Frequenza d’eccitazione
U. misura
Corrente d’eccitazione
Range di temperatura operativo
Uscita unipolare o bipolare selezionabile
–
–
Interfacciamento con trasduttori rotativi RVDT
–
–
Le specifiche del trasduttore a trasformatore LVDT (RS 646-549) e lo schema elettrico a 5 fili
sono riportati nella tabella di figura 2.15.
Azzurro
Bianco
Corsa
15 mm
Corrente d’eccitazione
6 mA
Tensione d’eccitazione [RMS]
Frequenza d’eccitazione (max rendimento)
1 V-10 V (tip. 5 V)
5 kHz
Verde
Impedenza d’uscita
220 k Ω
Sensibilità
Fig. 2.15 Schema del trasduttore LVDT.
32
Giallo
LVDT
Rosso
34,26 mV/V/mm (tip.)
Non linearità
0,14 %
Carico
100 k Ω
MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
0070.M01_UD02_trasduttori.qxd
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Pagina 33
In figura 2.16 è riportato il circuito di condizionamento per il trasduttore LVDT a 5 fili con
l’integrato AD598.
2
3
R1
4
5
VB
10
6
C1
7
8
C2
VA
9
11
EXC1
AD598
+Vs
EXC2
-Vs
LEV1
OFFSET1
LEV2
OFFSET2
VB
FREQ1
OUT FILT
FEEDBACK
FREQ2
SIG OUT
B1 FILT
SIG REF
B2 FILT
A2 FILT
VA
A1 FILT
20
+ 12 V
1
– 12 V
19
18
R4
R3
VEXC [VRMS]
30
+Vs
–Vs
20
14
15
C4
R2
16
RL
17
10
V0
13
12
C3
0
0,01
Fig. 2.16
0,1
1
10
100
1000
R 1 [kΩ]
La resistenza R1 = 6,8 kΩ fissa l’ampiezza della tensione d’uscita consigliata VEXC = 5 VRMS
mentre la frequenza consigliata f = 5 kHz si ottiene dalla relazione fornita dal costruttore
(figg. 2.15 e 2.16).
C1 = 35 F ⋅
Hz
feccitazione
=
35 ⋅ 10 −6
= 7 nF
5 ⋅ 103
In tabella 2.5 sono riportati valori sperimentali rilevati con una tensione duale VS = ± 15 V,
R1 = 6,8 kΩ, C1 = 6,8 nF ed L = ± 15 mm.
TAB. 2.5
Valori sperimentali.
Valori
U. misura
Frequenza oscillatore EXC
4,71
kHz
VPRI
4,96
VRMS
VSEC = VA = VB (zero centrale, L = 0)
1,17
VRMS
VA + VB
2,34
VRMS
VA (posizione L = + 15 mm)
2,97
VRMS
VB (posizione L = − 15 mm)
0,51
VRMS
Dal fattore di scala Vout si ricava il valore della R2:
VPRI
−6
Vout = S ⋅
⋅ 500 ⋅ 10 ⋅ R2 ⋅ L
V
+
V
( A
B )
(
R2 =
)
Vout ⋅ (VA + VB )
(
)
S ⋅ VPRI ⋅ 500 ⋅ 10 −6 ⋅ L
[2.1]
[2.2]
dove:
• Vout è il range di tensione d’uscita in DC. Per un fattore di scala bipolare, ad esempio
± 10 V, la Vout = 20 V;
• S è la sensibilità del trasduttore espressa in mV d’uscita per Volt d’ingresso e per sposta mV
1
⋅ −3
menti in millesimi di pollici
;
V 10 ⋅ pollici
• VPRI è la tensione in RMS d’eccitazione del primario;
• (VA + VB) è la somma delle tensioni secondarie VA e VB in RMS calcolate nella posizione dello zero centrale (L = 0, VA = VB);
• L è la corsa dell’asta espressa in millesimi di pollici.
Dimensionando opportunamente le resistenze R3 ed R4 del circuito di figura 2.16, si può
ottenere un fattore di scala Vout unipolare.
La [2.3], fornita dal costruttore, permette di fissare un offset positivo o negativo.
33
Unità 2
Trasduttori di posizione
0070.M01_UD02_trasduttori.qxd
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Pagina 34
1
1
VOS = 1, 2 ⋅ R2 ⋅
−
3
3
R4 + 5 ⋅ 10
R3 + 5 ⋅ 10
[2.3]
dove VOS è il valore di tensione di cui deve essere traslato il segnale continuo d’uscita Vout.
Per ottenere una tensione d’offset positiva, come ad esempio un fattore di scala unipolare
0 V ÷ 10 V, partendo da un fattore di scala bipolare Vout = ± 5 V, si pone nella [2.3] R4 = ∞ e
VOS = 5 V (valore della tensione di traslazione) e si ricava:
R3 =
1, 2 ⋅ R2
− 5 ⋅ 103
VOS
[2.4]
I condensatori C2 = C3 = 0,1 µF e C4 = 0,33 µF sono necessari per il filtraggio dei segnali.
➜
Esempio
1°) V01 = ± 10 V
2°) V02 = ± 5 V
3°) V03 = 0 V ÷ 10 V
Vout 2 [V]
V out 1 [V]
Vout 3 [V]
10
10
5
5
5
5
Fig. 2.17 Fattori di scala.
L [mm]
5
5
L [mm]
5
5
10
1° Caso: V01 = ± 10 V
© RCS LIBRI EDUCATION SPA
Si dimensionino le resistenze R2, R3 ed R4, dello schema elettrico di figura 2.16. Per il circuito di condizionamento si utilizzi il trasduttore di posizione LVDT e, per uno spostamento
L = ± 5 mm, deve fornire le seguenti tensioni d’uscita V0 (fig. 2.17):
L [mm]
Dalla [2.2], esprimendo la sensibilità S = 34,26⋅10–3 in [mV/ V/mm] e la lunghezza L in [mm],
posto V01 = 20 V ed L = 10 mm, si ha:
R2 =
34, 26 ⋅ 10
−3
20 ⋅ 2, 34
= 55,12 kΩ
⋅ 4, 96 ⋅ 500 ⋅ 10 −6 ⋅ 10
R3 = R4 = ∞
2° Caso: V02 = ± 5 V
Dalla [2.2], con R3 = R4 = ∞, si ha:
R2* (V02 = ± 5 V ) =
10 ⋅ 2, 34
R
= 27, 56 kΩ = 2
−6
2
34, 26 ⋅ 10 ⋅ 4, 96 ⋅ 500 ⋅ 10 ⋅ 10
−3
3° Caso: V03 = 0 V ÷ 10 V
Ponendo nella [2.4] R4 = ∞ e VOS = 5 V (valore della tensione di traslazione), si ricava il valore della resistenza R3:
R3 =
34
1, 2 ⋅ R2*
− 5 kΩ = 6,16 ⋅ 103 − 5 ⋅ 103 = 1,16 kΩ
VOS
MODULO 1
TRASDUTTORI
➜
ED ATTUATORI
0070.M01_UD02_trasduttori.qxd
2.3.2
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Pagina 35
Circuito di condizionamento per il trasduttore LVDT
con l’integrato AD698
Il principio di funzionamento dell’integrato AD698 è molto simile a quello dell’AD598.
Nel chip sono integrati tutti i circuiti necessari per generare il segnale pilota, quelli di demodulazione e di filtraggio per il canale B (segnale sinusoidale d’eccitazione) e per il canale A
(segnale sinusoidale d’uscita).
Il dispositivo opera con il rapporto tra il segnale del canale A e quello del canale B e richiede trasduttori a 4 fili (fig. 2.18).
L’amplificatore finale permette di fissare il guadagno per la selezione del range d’uscita.
Anche per questo integrato la tecnica del rapporto tra i segnali VA e VB rende insensibile l’uscita Vout dalle eventuali variazioni di ampiezza del segnale di eccitazione.
Se il segnale del secondario è sfasato rispetto a quello del primario si può fare uso di una
rete di compensazione esterna di tipo anticipatrice o ritardatrice.
Eccitazione
Tensione
riferimento
Amplificatore
B
LVDT
Oscillatore
A
B
Fig. 2.18 Schema a blocchi
AD698.
Vout (DC)
Amplificatore
Filtro
A
AD698
Lo schema funzionale del circuito di condizionamento del trasduttore LVDT è riportato in
figura 2.19. Per dimensionare i componenti R1 e C1 si utilizzano le stesse modalità dell’integrato AD598.
La resistenza R2 e la tensione VOS sono determinati dalle relazioni:
R2 =
(
V0
S ⋅ L ⋅ 500 ⋅ 10
−6
1
1
−
VOS = 1, 2 ⋅ R2 ⋅
3
3
R4 + 2 ⋅ 10
R3 + 2 ⋅ 10
)
Se il fattore di scala V0 è solo unipolare, ad esempio 0 V ÷ +10 V, si ha:
R3 =
R4 = ∞
2
3
1M
R1
4
5
12
6
C1
7
8
C2
9
13
LVDT
11
10
EXC1
EXC2
AD698
+Vs
–Vs
LEV1
OFFSET1
LEV2
OFFSET2
-A IN
OUT FILT
FREQ1
FEEDBACK
FREQ2
SIG OUT
BFILT1
SIG REF
BFILT2
AFILT2
+A IN
AFILT1
+B IN
-ACOMP
-B IN
+ACOMP
1, 2 ⋅ R2
− 2 ⋅ 103
VOS
24
+ 12 V
1
– 12 V
23
22
+Vs
–Vs
R4
R3
VOS = 5 V
VEXC [VRMS]
30
18
19
20
R2
C4
20
V0
RL
21
10
16
17
15
14
C3
PHASE LAG
C
RT
RS
RS
0
0,01
0,1
1
10
100
1000
R 1 [kΩ]
Fig. 2.19
35
Unità 2
Trasduttori di posizione
0080.M01_UD03_trasduttori.qxd
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Pagina 36
unità
3. Trasduttori
di umidità
I trasduttori di umidità sono sensibili alla quantità di acqua presente nell’ambiente e rilevano l’umidità relativa, definita come il rapporto tra l’umidità assoluta (quantità di vapore
acqueo contenuta in un metro cubo di aria) e l’umidità di saturazione (quantità di vapore
acqueo massimo contenuto in un metro cubo di aria prima della condensa):
% RH =
Umidità assoluta
1001
Umidità di saturazione
Considerato che il rilievo dell’umidità relativa basa il principio di funzionamento sul tipo di
variazioni di alcune grandezze elettriche, in commercio si trovano trasduttori a variazione di
resistenza, di capacità e termica.
I trasduttori di umidità relativa a variazione di resistenza sono costituiti da materiali igroscopici, ad esempio il cloruro di litio, nei quali piccole variazioni di umidità relativa provocano grandi variazioni di resistenza. I tempi di risposta sono brevi.
I trasduttori di umidità relativa a variazione di capacità sono costituiti da due armature metalliche separate da un materiale dielettrico igroscopico. Le variazioni di capacità, in verità piccole (≅ ± 20%) dipendono dalla variazione della costante dielettrica del materiale igroscopico sensibile alle variazioni di umidità relativa. I tempi di risposta sono lunghi.
I trasduttori di umidità relativa a variazione termica basano il principio di funzionamento
sulla differenza di temperatura tra un corpo secco ed un uguale corpo umido.
3.1
Trasduttore di umidità (capacitivo)
Il trasduttore di umidità è utilizzato per misure di umidità relativa nei sistemi in cui non è
richiesta un’elevata precisione. Il trasduttore è realizzato con un materiale dielettrico igroscopico, ma insensibile alle sostanze inquinanti, sempre preVCC
senti nell’aria. Le facce del dielettrico, la cui costante dielettrica relativa εr dipende dal valore dell’umidità relativa, sono ricoperte da un sottile strato di oro e protette da un involucro plastico forato. Sulle armature del condensatore così formato sono
14
4
13
V0
saldati i due reofori.
5
La capacità CS del trasduttore è:
Cs = C0 + ∆C
5
dove C0 è il valore della capacità riferito all’aria secca e ∆C è la
variazione di capacità dovuta alla variazione di umidità relativa. Per il rilievo della grandezza fisica il trasduttore di umidità
relativa può essere inserito in un multivibratore astabile che
genera un’onda quadra TTL/CMOS la cui frequenza è funzione
dell’umidità relativa (fig. 3.1):
f =
1
0, 7 ⋅ R ⋅ C s
[3.1]
3
CD4047
12
1
9
CS
2
8
7
Fig. 3.1
1 % RH sta per Relativy Humidity (umidità relativa) percentuale.
36
MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
R
0080.M01_UD03_trasduttori.qxd
3.2
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Pagina 37
Trasduttore di umidità (resistivo)
Il trasduttore di umidità relativa C5-M32 (fig. 3.2), prodotto dalla Shinyei
Kaisha, è realizzato con un materiale sensibile all’umidità relativa disposto su un substrato ed incapsulato in un contenitore plastico. Il trasduttore ha ridotte dimensioni, una bassa isteresi ed una stabilità a lungo termine. Può essere utilizzato nei sistemi di controllo dell’umidità,
negli idrometri, nelle macchine copiatrici a colori, ecc. La caratteristica
resistenza/umidità relativa è esponenziale decrescente (fig. 3.3).
Fig. 3.2
1000
Resistenza sensore [kOhm]
Tensione 1 V
Frequenza 1 kHz
Segnale sinusoidale
100
10
Sensore umidità
C5M3
1
20
30
40
Fig. 3.3
50
60
70
80
90
Umidità relativa [% RH]
Le caratteristiche elettriche del trasduttore sono riportate nella tabella 3.1.
TAB. 3.1
Caratteristiche del trasduttore C5-M3.
Caratteristiche
Valori
U. misura
Tensione d’alimentazione max in AC
5
V
Potenza max
5
mW
0,5 ÷ 3
V
1
V
500 ÷ 2000
Hz
0 ÷ 60
°C
20 ÷ 95
% RH
19,8 ÷ 50,2
kΩ
Tensione d’alimentazione
Tensione d’alimentazione tipica
Frequenza sinusoide d’alimentazione
Campo di temperatura
Campo di umidità
Resistenza (25 °C, 60% RH, 1 kHz, 1 V AC)
Resistenza tipica (25 °C, 60% RH, 1 kHz, 1 V AC)
31
kΩ
Accuratezza (25 °C, 60% RH, 1 kHz, 1 V AC)
±5
% RH
Materiale del sensore
Colore del sensore
Dimensioni
© RCS LIBRI EDUCATION SPA
Temperatura 25 °C
ABS
Bianco
6,8 4,8 3,6
mm
2 Commercializzato in Italia dalla ditta GVZ Components s.r.l. - www.gvzcomp.it.
37
Unità 3
Trasduttori di umidità
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Pagina 38
Il costruttore fornisce altri grafici che evidenziano la dipendenza della caratteristica dalla frequenza del segnale d’eccitazione e dalla temperatura e, inoltre, raccomanda di evitare:
•
•
•
•
alimentazioni con tensioni in DC;
condizioni di condensazioni;
esposizioni su superfici che possono essere bagnate;
esposizioni in presenza di gas organici ed inorganici.
Nella figura 3.4 è riportato lo schema funzionale di un circuito che fornisce una tensione uscita V0 in funzione dell’umidità relativa.
Il trasduttore, inserito in un partitore di tensione, è alimentato con una tensione sinusoidale, come richiesto dalle specifiche del costruttore. La tensione VS è applicata ad un rivelatore di picco realizzato con un raddrizzatore di precisione a semplice semionda. Tale circuito
permette di operare anche con tensioni inferiori a quella di soglia del diodo raddrizzatore.
La compensazione in temperatura si ottiene sostituendo la resistenza R con un termistore.
10 k
10 k
+ 12 V
2
0,1 µ
RH
VIN
1V
VS
3
Trasduttore
7
6
CA3140
V0
4
33 µ
– 12 V
R
1 kHz
1N914
Tantalio
100 k
Fig. 3.4
I valori di misura ed i valori sperimentali per una umidità relativa % RH ≅ 45% sono riportati nella tabella 3.2.
TAB. 3.2
Valori di misura
d
➜
Valori sperimentali
VIN(max) [V]
fIN [kHz]
VS [V]
V0 (DC) [V]
RH [kΩ]
1
1
0,4
0,660
150
Esempio
Si realizzi un circuito di condizionamento per il rilievo dell’umidità relativa nel range
30% RH ÷ 90% RH con il trasduttore di umidità relativa a variazione di resistenza C5-M3. La
tensione d’uscita V0 sia 0 V per una umidità relativa del 30% RH e 5 V per una umidità relativa del 90% RH.
+ 12 V
Rb
Ra
33 k
4
5
+ 12 V
6
7
ICL 8
8038
C1
10 n
R
27 k
RS
C5 - M3
R1
47 k
2
11
2
7
3
U1
4
C
6
C
R2
82 k
RL
C
10
12
47 k
Vout
– 12 V
C
7
2
3
U2
0,1 µ
6
C2
1M
7
3
1
4
R7
R P1
5,6 k
1k
V0
5
C
VREF
– 12 V
6
INA111
8
2
RC
33 µ
Tant.
R6
C
RG
IN4148
C
56 k
+ 12 V
VDC
4
VS
R3
R8
– 12 V
2,7 k
+ 12 V
10 k
38
C = 0,1 µ
R G = 4,7 k + 500
47 k
47 k
– 12 V
Fig. 3.5
R5
+ 12 V
C
33 k
R4
LM336-2,5 V
MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
0080.M01_UD03_trasduttori.qxd
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Pagina 39
Nella figura 3.5 è riportato lo schema elettrico funzionale:
0, 66
R
1− b
• l’integrato ICL8038 genera il segnale sinusoidale con frequenza di 1 kHz f =
C1 ⋅ Ra 2 ⋅ Ra
ed ampiezza VPP = 2,8 V;
• il partitore R1 ed R2 attenua l’ampiezza del segnale sinusoidale, secondo le specifiche del
data sheet, ad un valore massimo VM = 1,41 V (Veff = 1);
• l’integrato U1 è un amplificatore con A.O. a guadagno unitario con la sola funzione di
non caricare il partitore R1 ed R2;
• la resistenza RL =
(
)
RSmed ⋅ RSmin + RSmax − 2 ⋅ RSmin ⋅ RSmax
RSmin + RSmax − 2 ⋅ RSmed
, in parallelo alla RS , linearizza la
caratteristica del trasduttore poiché ha una accentuata non linearità3;
• la resistenza R3 (partitore resistivo con la resistenza RS) realizza la conversione resistenza/tensione. La posizione della resistenza R3, a valle della resistenza del sensore RS , rende
la caratteristica VS/RS crescente all’aumentare dell’umidità relativa;
• l’amplificatore operazionale U2, il diodo 1N4148 ed il condensatore C2 formano un rivelatore di picco. È realizzato con un raddrizzatore di precisione a semplice semionda in grado di operare anche con tensioni inferiori a quella di soglia del diodo raddrizzatore;
• l’integrato LM336-2,5 V genera la tensione di riferimento VREF = VDC (30% RH) per l’offset;
• l’integrato per strumentazione INA111 realizza l’offset V0 = 0 (30% RH) ed il fattore di
scala V0 = 5 V (90% RH) unitamente alla resistenza RG;
• la resistenza RG fissa il guadagno G per il fattore di scala. Dalla tabella 3.3 si ha:
G=
V0
5
=
= 11,38
VDC (90% RH) − VDC (30% RH) 1, 305 − 0, 865
RG =
50 ⋅ 103
= 4, 82 k
G −1
(4,7 kΩ + 500 Ω )
Per la taratura si osservi la seguente procedura: si vari RP1 fino ad ottenere VREF = 0,865 V e
successivamente si regoli il trimmer di RG fino ad ottenere V0 = 5 V quando l’umidità relativa è uguale a 90% RH.
Dalla figura 3.3 si ricavano i valori riportati in tabella 3.3.
TAB. 3.3
% RH
RS [kΩ]
RS/L [kΩ]
VOUT (max) [V]
VS (max) [V]
VC (DC) [V]
30
1.200
26,40
1,4
0,90
0,865
90
3
2,7
1,4
1,31
1,30
➜
3.3
Trasduttore di umidità HIH3605A
La Honeywell produce un trasduttore di umidità (HIH3605A) integrato (fig.
3.6) su un supporto ceramico (RS 334-2975)4. Il dispositivo fornisce una tensione continua lineare ed amplificata in funzione dell’umidità relativa, non
compensata in temperatura.
Nella tabella 3.4 sono riportate le caratteristiche del trasduttore.
Se non è richiesta la compensazione in temperatura, il trasduttore può essere
utilizzato direttamente come mostrato in figura 3.7, dove si evidenziano le
caratteristiche % RH/V in funzione della temperatura e la piedinatura dell’integrato.
Fig. 3.6
3 Con R
Smed (60% RH) = 35 kΩ (Fig. 3.3), RL = 30,8 kΩ (27 kΩ).
4 (RS 293-8301) o (RS 293-8317).
39
Unità 3
Trasduttori di umidità
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Pagina 40
4,5
TAB. 3.4
4,07
3,90
4,0
Tensione di uscita in D.C. [V]
3,5
Trasduttore
HIH3605A
3,50
Valori sperimentali del trasduttore HIH3605A.
Caratteristiche
Valori
U. misura
Tensione d’alimentazione
4 ÷ 5,8
V
5
V
Range di funzionamento
0 ÷ 100
% RH
Tensione d’uscita in DC (5 V, 25 °C)
0,8 ÷ 3,9
V
Tensione d’alimentazione tipica
3,0
0 °C
25 °C
85 °C
2,5
2,0
1,5
Linearità
± 0,5
%
Corrente assorbita (5 V)
200
µA
− 40 ÷ + 85
°C
Range di temperatura operativa
1,0
0,8
0,5
OUT
0,0
0
20
40
60
80
100
Umidità relativa [% RH]
3.4
Trasduttore di umidità (modulo integrato)
La Shinyei Kaisha costruisce un modulo con integrati SMD (fig.
3.8). Il dispositivo fornisce due distinte tensioni continue che
aumentano in modo lineare in funzione della temperatura e dell’umidità relativa (fig. 3.9).
Il modulo utilizzato (RHU-217) è privo di termistore per la misura
di temperatura ed utilizza come elemento sensitivo dell’umidità il
trasduttore HPR-MQ-M3.
Nella tabella 3.5 sono riportate le caratteristiche elettriche.
Fig. 3.8
TAB. 3.5
Caratteristiche dell’RHU-217.
Caratteristiche
Valori
U. misura
Tensione d’alimentazione (DC)
5
V
Corrente
5
mA
Termistore
No
Campo di misura della temperatura
Campo di misura dell’umidità (senza condensa)
Tensione d’uscita in DC (range 0% RH ÷ 100% RH)
Accuratezza (25 °C, 60% RH, 1 kHz)
TH
0 ÷ 60
°C
30 ÷ 100
% RH
0 ÷ 3,3
V
±5
% RH
Thermistor
4
3
Humidity
2
circuit
4
Temperature
output (V DC)
3
GND
2
Humidity
output (V DC)
1
Power (+ 5 V)
1
RHU-217
Fig. 3.9
40
MODULO 1
TRASDUTTORI
© RCS LIBRI EDUCATION SPA
Fig. 3.7
ED ATTUATORI
0090.M01_UD04_trasduttori.qxd
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Pagina 41
unità
4. Trasduttori
fotoelettrici
Le radiazioni luminose, aventi lunghezza d’onda compresa nello spettro della luce visibile,
modificano le proprietà elettriche di alcune sostanze dando origine all’effetto fotoconduttivo ed all’effetto fotoelettrico. Le fotoresistenze, nelle quali la radiazione luminosa modifica la conducibilità elettrica, basano il loro principio di funzionamento sull’effetto fotoconduttivo.
I fotodiodi, i fototransistor, i fototriac, invece, nei quali è generata un’intensità di corrente
quando la radiazione luminosa incide sulla giunzione p-n polarizzata, basano il loro principio di funzionamento sull’effetto fotoelettrico (fig. 4.1).
A
A
C
C
N
P
p
P
n
N
N
K
K
Fig. 4.1
Fotoresistenza
4.1
E
Fotodiodo
E
Fototransistor
Il fotoresistore NORPS-12
I fotoresistori sono costituiti con materiali semiconduttori leggermente drogati (solfuro di cadmio CdS, solfuro di piombo
PbS, ecc.) e disposti tra due elettrodi (➜ Volume 2, Modulo 2,
Unità 1). Sono dispositivi molto economici, ma hanno una
caratteristica non lineare, una bassa accuratezza, tempi di
risposta lenti e, pertanto, sono utilizzati in applicazioni a
bassa precisione.
La variazione della resistenza R in funzione dell’illuminamento E1 è:
R = A ⋅ E –α
dove:
Fig. 4.2
• A è la costante dimensionale;
• E è l’illuminamento (flusso luminoso incidente per una superficie unitaria);
• α è la costante adimensionale minore di 1.
1 Nel Sistema Internazionale (SI) il Lux, il cui simbolo è [lx], è l’unità di misura dell’illuminamento E. Il Lux è
il rapporto tra il lumen ed il m2: 1 Lux è l’illuminamento prodotto dal flusso luminoso di 1 lm (lumen) che
incide perpendicolarmente su una superficie di 1 m2. A volte il Lux è indicato con il phot (ph = 104 lx) o con
il foot (fc = 10,76 lx).
41
Unità 4
Trasduttori fotoelettrici
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Pagina 42
La caratteristica resistenza/illuminamento del fotoresistore (RS 651-507)2 presenta un’accentuata non linearità, una pendenza negativa ed è instabile nel tempo (fig. 4.3).
Resistenza [k Ω]
1000
Potenza [mW]
250
200
150
100
50
100
10
1
0,1
1
0 10 20 30 40 50 60 70 80
10 100 1000
Fig. 4.3
Lux [lx]
Temperatura [°C]
Nella tabella 4.1 sono riportate le principali caratteristiche elettriche.
TAB. 4.1
Caratteristiche elettriche del NORPS-12.
Caratteristiche
Valori
Resistenza d’oscurità (min.)
Resistenza di cella a 10 lx
MΩ
9
kΩ
Resistenza di cella a 1000 lx
400
Ω
Tensione max di picco (AC e DC)
320
V
Corrente max
Potenza max
➜
U. misura
1
75
mA
250
mW
Esempio
Si progetti un circuito di condizionamento per il fotoresistore NORPS-12, in modo da avere
una tensione d’uscita V0 variabile linearmente da −5 V a +5 V quando l’illuminamento E varia
nell’intervallo 10 lx ÷ 1000 lx.
Dalla tabella 4.1 e dal grafico della figura 4.3 si ricavano i valori delle resistenze Rmin, Rmed
ed Rmax, dalle quali si calcola la resistenza RL di linearizzazione (tab. 4.2).
TAB. 4.2
Lux [lx]
R
[Ω]
RL =
10
505
1000
Rmax = 9000
Rmed ≅ 1000
Rmin = 400
Rmed ⋅ (Rmin + Rmax ) − 2 ⋅ Rmin ⋅ Rmax
= 305 Ω
Rmin + Rmax − 2 ⋅ Rmed
Lo schema elettrico per il condizionamento del segnale contiene la resistenza di linearizzazione RL = 330 Ω (Val. com.), il convertitore lux/V e l’amplificatore per realizzare il range
richiesto (fig. 4.4).
+12 V
RL
2
1
VAB
RG
R Lux
7
6
7
V1
INA111
8
3
R1
3
0
[V]
0
[V]
–5
[V]
V0
4
2
LM336
Trasduttore
5V
4
5
1000
5,003
V1
5V
5
[lx]
VAB
6
INA111
6,8 k
–12 V
Fig. 4.4
Illuminamento
10
VCC
Rp
+12 V
RL
A
B
+12 V
R2
10
V0
10 k
–12 V
+5
2 RS Componenti Elettronici – www.rs-components.it.
42
MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
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Pagina 43
Nel dimensionare i componenti si suppone che nella condizione di funzionamento più gravosa, corrispondente ad un illuminamento di 1000 lx (RLux = 400 Ω), il fotoresistore sia attraversato da una intensità di corrente minore di 75 mA.
Con una tensione d’alimentazione VCC = 12 V, si ottiene un’intensità di corrente:
I ( RLux = 400 Ω ) =
VCC
12
=
= 16, 4 mA
RLux + RL 730
La resistenza di bilanciamento (R1 + Rp), dimensionata per l’illuminamento di 10 lx, è:
(R1 + Rp ) = RLuxRL⋅ RL = RL = 9 kΩ
(8,2 kΩ + 2 kΩ )
Dopo aver regolato il trimmer Rp per il bilanciamento del ponte (offset), si calcola la tensione VAB per il massimo illuminamento:
400
9000
VAB =
−
⋅ 12 = 5, 003 V
9000 + 330 330 + 400
G=
VAB
V1
10
=
= 1, 99
(1000 lx ) 5, 003
RG =
50 ⋅ 103 50 ⋅ 103
=
= 50, 50 kΩ
G− 1
0, 99
© RCS LIBRI EDUCATION SPA
Poiché il range d’uscita richiesto è compreso tra − 5 V e + 5 V, si fissa la tensione V1 uguale a
10 V (|−5 V| + 5 V).
Il guadagno G e la resistenza RG devono assumere i seguenti valori:
(47 kΩ + 5 kΩ )
Il diodo zener di precisione LM336-5 V genera la tensione di riferimento VREF = + 5 V applicata all’ingresso invertente dell’amplificatore per strumentazione INA111 che trasla la caratteristica precedentemente ottenuta (V1 = 0 V ÷ 10 V) in modo da realizzare il range della
tensione d’uscita V0 richiesto dal progetto.
➜
4.2
Il fotodiodo
Fig. 4.5 Circuito equivalente semplificato nel
fotodiodo.
Il fotodiodo è un dispositivo costituito da una giunzione p-n su cui è aperta una finestra trasparente, all’interno della quale è realizzata una lente convergente che concentra i raggi
luminosi sulla giunzione vista come elementi sensibili (fig. 4.1).
Se polarizzata inversamente, le radiazioni luminose generano coppie di lacune-elettroni,
proporzionali alla quantità di fotoni incidenti, che producono una fotocorrente. In pratica,
all’intensità di corrente inversa di saturazione I0 (corrente di buio dipendente dalla temperatura) si somma un’intensità di fotocorrente IE dipendente sia dall’irradiamento (illuminamento) E sia dalla risposta spettrale che è funzione della lunghezza d’onda λ. L’intensità di
corrente complessiva I è la somma di una intensità di corrente non desiderata I0 e della fotocorrente IE proporzionale alla radiazione luminosa (fig. 4.5).
La caratteristica corrente/illuminamento (irradiamento) è quasi lineare mentre la risposta
spettrale dipende dal tipo di materiale impiegato per la costruzione e dalla percentuale di
materiale drogante. Per aumentare la risposta in frequenza e
la sensibilità, normalmente molto piccola (nA/lx), s’inserisce
o
ent
tra p ed n un sottilissimo strato di semiconduttore Intrinseco I
m
dia
Irra
(diodo P-I-N).
Per migliorare la velocità di risposta e la linearità è opportuno
utilizzare sistemi conversione I/V con amplificatori operazionali.
I I0
IE
Nelle applicazioni pratiche, per utilizzare il dispositivo nelle
condizioni ottimali, è necessario conoscere la risposta spettrale (o sensibilità spettrale) del fotodiodo, misurata in A/W, definita come rapporto tra l’intensità della fotocorrente prodotta
VR
e la potenza di radiazione luminosa incidente.
43
Unità 4
Trasduttori fotoelettrici
0090.M01_UD04_trasduttori.qxd
4.2.1
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08:56
Pagina 44
Il fotodiodo IPL10020
Il fotodiodo IPL10020 (fig. 4.6) è un dispositivo incapsulato in un contenitore TO18 che presenta una finestra adatta a ricevere energia luminosa incidente.
Può essere utilizzato nei fotometri, nei rivelatori di luce modulata, nei lettori di nastri perforati, ecc.
Nella figura 4.7 è riportata la caratteristica del fotodiodo IPL10020 (RS 305-462).
100
Fotocorrente [ µ A]
10
A
K
Visto da
sotto
1
0,1
0,1
1
Fig. 4.7
10
100
Fig. 4.6
Irradiamento [mW/cm 2 ]
Nella tabella 4.3 sono riportate le caratteristiche elettriche.
TAB. 4.3
Caratteristiche del fotodiodo IPL10020.
Caratteristiche
Risposta spettrale
Lunghezza d’onda di picco
Corrente di buio tipica (20 V)
Sensibilità
Tensione inversa
Corrente diretta max
Corrente nominale
Potenza max (25 °C)
Tempo di risposta 10% ÷ 90%
Capacità (10 V)
Temperatura di funzionamento
Superficie attiva
Valori
U. misura
350 ÷ 1100
750
1,4
0,7 (Tip.)
− 80
100
0,001 ÷ 1
200
4
12 (Tip.)
− 40 ÷ + 70
0,66
nm
nm
nA
µA/[mW/cm2]
V
mA
mA
mW
ns
pF
°C
mm2
Nella figura 4.8 è riportato lo schema elettrico di un circuito d’utilizzazione del fotodiodo
IPL10020. L’amplificatore di operazione, ad elevata impedenza d’ingresso, converte la fotocorrente in tensione e l’amplificatore per strumentazione realizza l’offset ed il fattore di scala.
+12 V
1 MΩ
I Fotocorrente
+12 V
Irradiamento (mW/cm2 )
2
3
44
3
1
7
CA3140
6
RG
7
6
V0
INA111
4
IPL10020
–12 V
Fig. 4.8
VS
–12 V
VREF
8
2
4
5
–12 V
MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
0090.M01_UD04_trasduttori.qxd
4.2.2
22-12-2005
08:56
Pagina 45
Il fotodiodo BPW34
Il trasduttore BPW34 (fig. 4.9) è un fotodiodo PIN
in miniatura a sezione quadra S = 7 mm2 con contenitore plastico a due pin (fig. 4.10), prodotto da
Vishay, Osram e Siemens (RS 195-754).
Il tipo SMT può essere utilizzato anche come cellula fotovoltaica.
È un dispositivo caratterizzato da un basso rumore,
elevata velocità e sensibilità spettrale. Può essere
utilizzato nei telecomandi, nelle misurazioni, nei
controlli e nelle trasmissioni dati.
Fig. 4.9
λ = 950 nm
100
I ra – Corrente inversa ( µ A)
1 mW/cm 2
A
Catodo
0,5 mW/cm 2
0,2 mW/cm 2
10
0,1 mW/cm 2
0,05 mW/cm 2
1
0,1
1
10
VR – Tensione inversa (V)
100
K
Fig. 4.11
Fig. 4.10
Nella tabella 4.4 sono riportate le principali caratteristiche del trasduttore.
TAB. 4.4
Caratteristiche del trasduttore BPW34.
Caratteristiche
Tensione inversa max VR
Potenza dissipata
Valori
U. misura
60
V
215
mW
2 (Tip.)
nA
λ = 950 nm)
70 (Tip.)
µA
Corrente di corto circuito Ik (EA = 1 klx)
47 (Tip.)
µA
Corrente inversa da luce Ira (Ee = 1 mW/cm2, λ = 950 nm)
75 (Tip.)
µA
Corrente inversa da luce Ira (EA = 1 klx)
50 (Tip.)
µA
900
nm
Corrente di buio (VR = 10 V, E = 0)
Corrente di corto circuito Ik (Ee = 1
mW/cm2,
Lunghezza d’onda di max sensibilità
600 ÷ 1050
nm
Angolo di radiazione
130
Gradi
Tempo di salita tr
100
ns
Tempo di discesa tf
100
ns
− 55 ÷ 100
°C
Range di banda spettrale
Temperatura di funzionamento
Nella figura 4.11 sono riportate le curve dell’intensità di corrente inversa Ira in funzione
della tensione inversa di polarizzazione VR e dell’irradiamento E.
La caratteristica I/E del trasduttore è riportata nella figura 4.12 con le grandezze radiometriche, che sono quelle più utilizzate, e nella figura 4.13 con le grandezze fotometriche.
45
Unità 4
Trasduttori fotoelettrici
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Pagina 46
Scale metriche
fotometriche
radiometriche
Sono grandezze soggettive perché riferite alla luce
convenzionale, ossia sono legate alla sensibilità dell’occhio umano (0,38 µm [violetto] < λ < 0,76 µm
[rosso]). La max sensibilità si ha per il colore gialloverde.
Sono le grandezze più usate perché definiscono in
modo quantitativo non solo le radiazioni visibili ma
anche quelle infrarosse (λ > 0,76 µm) ed ultraviolette (λ < 0,38 µm).
Illuminamento E o Lux =
Lumen
m2
W
Irradiamento E
m2
[lx]
Alla massima sensibilità dell’occhio umano medio (λ = 0,555 µm, colore giallo-verde) si ha:
VR = 5 V
m2
= 1, 46 ⋅ 10−3
λ = 950 nm
VR = 5 V
1000
100
10
1
0,1
0,01
W
m2
I ra – Corrente inversa ( µ A)
I ra – Corrente inversa ( µ A)
1000
Lumen
100
10
1
0,1
1
0,1
E e – Irradiamento (mW/cm2 )
10
10
Fig. 4.12
1
10 2
10 3
E A – Illuminamento (lx)
Fig. 4.13
© RCS LIBRI EDUCATION SPA
1
10 4
Nella figura 4.14 è riportato lo schema elettrico per la conversione della fotocorrente, generata dal fotodiodo BPW34, in tensione. Il valore della resistenza R è scelto secondo i valori
della fotocorrente utilizzata, l’ampiezza del segnale d’uscita e la tensione d’alimentazione.
L’amplificatore operazionale, ad elevata impedenza d’ingresso, dà la possibilità di lavorare
nella zona di conversione più lineare e fornisce la tensione di utilizzazione VS.
R
I (Fotocorrente)
+12 V
Fig. 4.14
4.2.3
Illuminamento (lx)
Irradiamento (mW/cm 2 )
2
7
CA3140
6
VS
3
4
BPW34
–12 V
Il fotodiodo OSD15-5T
Il trasduttore OSD15-5T della Centronic (RS 194-076) è un fotodiodo con una superficie attiva di 15 mm2, incapsulato in un contenitore TO5 a tenuta ermetica (fig. 4.16). È utilizzato in applicazioni
con bassa intensità luminosa dove è richiesto un elevato rapporto
segnale/rumore. Questa caratteristica lo rende particolarmente
adatto nelle misure di luminosità e nelle applicazioni di controllo.
Nella tabella 4.5 sono riportate le principali caratteristiche del
trasduttore e nella figura 4.17 uno schema funzionale per la conversione illuminamento/tensione.
46
MODULO 1
Fig. 4.15
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
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Pagina 47
0,6
V R = 12 V
Anodo
Sensibilità spettrale [A/W]
(Contenitore)
Catodo
Visto da sotto
0,5
0,4
0,3
0,2
0,1
0
200
400
600
800
1000
1200
λ [nm]
Fig. 4.16
TAB. 4.5
Caratteristiche del trasduttore OSD15-5T.
Caratteristiche
Valori
U. misura
Dimensioni
3,8 × 3,8
mm
Area attiva
15
mm2
Tensione inversa max VR
15
V
Corrente di buio (max)
5
nA
Corrente di buio (Tip.)
1
nA
Sensibilità spettrale tipica (λ = 435 nm)
0,21
A/W
Max sensibilità spettrale (VR = 12 V, λ = 800 nm)
0,45
A/W
Lunghezza d’onda di max sensibilità
850
nm
400 ÷ 1050
nm
12
ns
−25 ÷ 75
°C
Range di banda spettrale
Tempo di salita tr
Temperatura di funzionamento
100 k
I (Fotocorrente)
+12 V
Irradiamento (mW/cm 2 )
2
Fig. 4.17
4.3
7
CA3140
6
VS
3
4
OSD15-5T
–12 V
Il fototransistor
Il fototransistor è un trasduttore di luminosità che sfrutta il
principio di funzionamento del fotodiodo.
L’intensità di corrente, generata per effetto fotoelettrico nella
giunzione base emettitore, è amplificata e la sensibilità, definita come rapporto tra l’intensità della corrente di collettore
IC e la potenza di radiazione incidente, può raggiungere valori più elevati rispetto al fotodiodo. Per aumentare la sensibilità si utilizza la connessione Darlington, mentre per aumentare la stabilità termica si collega un resistore tra la base e l’emettitore. La risposta spettrale è ampia con un valore massimo in corrispondenza della regione dell’infrarosso.
La caratteristica intensità di corrente/illuminamento (IC /E) non
è lineare e pertanto il dispositivo non viene utilizzato come
trasduttore, ma trova largo impiego nei circuiti in funziona-
47
Fig. 4.18
Unità 4
Trasduttori fotoelettrici
0090.M01_UD04_trasduttori.qxd
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08:56
Pagina 48
mento ON/OFF, negli encoder incrementali, negli encoder assoluti, nei fotoaccoppiatori, ecc.
Il dispositivo, detto anche optoisolatore, interfaccia due circuiti, separati galvanicamente,
che hanno le masse separate e le tensioni d’alimentazione diverse (fig. 4.19). Il trasferimento del segnale è associato a quello luminoso, generato da un diodo led (trasmettitore), che
colpendo la parte sensibile di un fototransistor (ricevitore) lo porta in conduzione.
Affinché la trasmissione del segnale luminoso possa avvenire, è necessario che le risposte
spettrali dei dispositivi utilizzati siano tra loro compatibili, ossia la risposta spettrale dell’elemento trasmettitore, ad esempio un diodo IRED il cui spettro è nell’infrarosso, deve essere interna a quella del ricevitore (fig. 4.19).
V CC
Emettitore
K
A
SEP8705
Fototransistor
Fototransistor
0.8
A
SDP8475
90 %
V0
1k
tr
Fig. 4.19 (Tensione d’uscita
V0 con risposta lineare).
0.6
0.4
0.2
10 %
1k
tf
Diodo
1.0
K
Risposta spettrale
V
0.6
t
0.7 0.8 0.9 1.0
1.1
Lunghezza d’onda λ [ µm ]
Nella tabella 4.6 sono riportate le caratteristiche del fototransistor a raggi infrarossi
SDP8475 (RS 260-9299) e del diodo emettitore infrarosso compatibile SEP8705 (RS 195-782)
entrambi della Honeywell.
TAB. 4.6
Caratteristiche del fototransistor SDP8475 (rivelatore).
Caratteristiche
Valori
U. misura
Tensione max
30
V
Corrente max
14
mA
Fotocorrente
4
mA
Corrente di buio
100
nA
Sensibilità di picco
880
nm
Tempo di salita tr
15
µs
Tempo di caduta tf
15
µs
Tensione di saturazione VCE
0,4
V
Angolo di accettazione
20
Gradi
Potenza dissipata
70
mW
− 40 ÷ + 85
°C
Temperatura di funzionamento
Emettitore SEP8705
Tensione diretta max VF
1,3
V
Tensione inversa max VR
5
V
Corrente diretta IF
50
mA
Lunghezza d’onda di picco
880
nm
Angolo di radianza
15
Gradi
Potenza dissipata
70
mW
Potenza di radianza
2,7
mW/cm2
− 40 ÷ +100
°C
Temperatura di funzionamento
48
MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
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08:58
Pagina 49
unità
5. Trasduttori
ad effetto Hall
z
y
x
Cariche mobili
I
x
Cariche mobili
I
B
Fig. 5.1
© RCS LIBRI EDUCATION SPA
È noto che un campo magnetico esercita sulle cariche in movimento in un conduttore metallico o in un semiconduttore drogato una forza, detta forza di Lorentz, la quale devia le cariche in movimento e genera una differenza di potenziale (tensione di Hall).
Sulla base di questo fenomeno fisico sono stati realizzati numerosi tipi di trasduttori ad
effetto Hall.
Si consideri una sottile piastrina piana di un materiale conduttore metallico o semiconduttore drogato, ad esempio di tipo n, percorso da un flusso di cariche in movimento prodotte
da una intensità di corrente I costante. Se la piastrina non è sottoposta ad alcuna induzione
magnetica, le cariche in movimento la percorrono in modo ordinato e mantengono la stessa direzione dell’asse x (fig. 5.1).
Le cariche in movimento, invece, subiscono una deviazione quando la piastrina è sottoposta
ad una induzione magnetica B ortogonale rispetto al verso della corrente generata dalle
cariche in movimento (fig. 5.1). In presenza di un campo d’induzione magnetica B le cariche
mobili sono deviate verso il basso per effetto della forza di Lorentz FL ortogonale alla direzione di I ed a quella di B (fig. 5.2).
Tale deviazione genera, sulle superfici ortogonali a quelle delle direzioni di I e B una tensione VH, detta di Hall, uguale a:
VH = KH ⋅
B⋅I
d
dove d è lo spessore, dell’ordine dei µm, della piastrina di semiconduttore e KH è la costante di Hall.
VH
y
z
x
Cariche mobili
B
FL
z
y
I
x
I
B
Fig. 5.2
VH
Poiché i semiconduttori drogati presentano una grande mobilità delle cariche ed una elevata costante KH, risultano particolarmente adatti alla costruzione di trasduttori ad effetto
Hall, la cui rappresentazione simbolica è riportata nella figura 5.3.
49
Unità 5
Trasduttori ad effetto Hall
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Pagina 50
Tali dispositivi offrono i seguenti vantaggi:
•
•
•
•
•
•
•
•
•
elevata linearità;
buona sensibilità;
basso consumo;
dimensioni ridotte;
frequenza di funzionamento elevata (100 kHz);
integrazione sullo stesso chip di altri componenti;
costo contenuto;
uscita analogica o digitale (con l’integrazione sul chip);
ampio range operativo di temperatura (− 40 °C ÷ 150 °C).
4
VH
1
3
1
V0
4
3
Fig. 5.3
VH
2
VH
VH
2
Il trasduttore ad effetto Hall permette molteplici utilizzazioni in campo industriale, in particolare in quello automobilistico, e può essere utilizzato per:
• misure dell’intensità del campo magnetico, dell’intensità di corrente, del numero di giri
degli alberi motori, di pressione, di posizione;
• riconoscimento di polarità magnetiche;
• controllo dello stato di un apparato (ad esempio sportello aperto o chiuso).
In figura 5.4 è riportata la schematizzazione di un trasduttore di pressione ad effetto Hall.
Si osserva che il valore dell’induzione magnetica B, cui è sottoposto il trasduttore Hall, è
modificata dalla variazione di pressione esercitata sulla membrana per effetto dello spostamento verticale del magnete.
P
Trasduttore
HALL
DIAFRAMMA
Magnete
Fig. 5.4
5.1
Il trasduttore ad effetto Hall UGN3503
Il trasduttore Hall realizzato dalla Allegro (UGN3503U) ha dimensioni molto piccole, contiene al suo interno l’elemento sensibile all’induzione magnetica B, un amplificatore lineare, un regolatore di tensione ed un inseguitore di emettitore a transistor (fig. 5.6).
Fig. 5.5
VCC
1
Regolatore
3
VH
2
1
2
3
Fig. 5.6
50
MODULO 1
TRASDUTTORI
ED ATTUATORI
