TRM_III_parte_2006

Universita’ di TorVergata-Facolta’ di
Ingegneria
Trasmissioni Radiomobili (III parte)
Anno Accademico 2007-2008
Antonio Saitto
Romeo Giuliano
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
1
Modem per sistemi di comunicazione
numerica
via radio:Modulazione a spettro espanso
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
2
Classificazione dei canali di trasmissione
Un segnale e’ caratterizzato dalla banda B e dal periodo di simbolo T
Se B <BC ilcanale appare piatto in frequenza al segnale
Se T<t0 il canale appare piatto nel tempo al segnale
Se T<t0 e B <BC il canale appare piatto nel tempo ed in
frequenza al segnale
Canale piatto
nel tempo
Canale NON piatto
Canale
piatto-piatto
Canale piatto
in frequenza
BC
t0
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
3
Sistemi di modulazione per trasmissioni
radiomobili
Sorgente
Codifica
di canale
Tx Antenna
MOD
Emettitore
Ricevitore
DEMOD
Decodif.
di canale
Destinatario
Rx Antenna
Canale di propagazione
Canale radio/tratta radio
Canaledella modulazione
Canale numerico
L’amplificatore e’ usato vicino alla saturazione
Necessita’ di usare modulazioni ad inviluppo costante
Contenimento dei lobi secondari per massimizzare l’efficienza spettrale
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
4
•
•
•
•
•
•
Generalità
I segnali a spettro espanso hanno un’occupazione di banda molto
maggiore di quella strettamente necessaria per il trasporto
dell’informazione (ad es. nel caso più semplice la banda di
Nyquist).
I segnali a spettro espanso sono stati concepiti in ambito militare in
modo da contrastare gli effetti dovuti ad interferenze sia
intenzionali che provenienti da altri canali di trasmissione.
Essi possono contrastare in modo efficace anche l’auto interferenza
proveniente da fenomeni di multipropagazione.
I sistemi a spettro espanso sono progettati introducendo in modo
opportuno delle componenti pseudoaleatorie il cui scopo `e quello di
far apparire il segnale trasmesso molto simile ad un rumore bianco.
Questo tipo di segnale risulta molto difficile da demodulare da parte
di ricevitori non autorizzati.
I segnali a spettro espanso sono anche utilizzati in applicazioni
diverse dalle telecomunicazioni per ottenere misure accurate di
distanza attraverso la misura dei ritardi di propagazione, misure di
velocità, misure con sistemi radar e navigazione satellitare (sistema
GPS).
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
5
Caratteristiche generali dello Spettro espanso usato
come tecnica di accesso e multiplazione
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
6
Logica del processo di espansione (spreading) e
despreading
• Ogni segnale viene associato ad una specifica funzione
di spreading (codice)
• Più segnali si sovrappongono nel tempo ed in banda, ma
sono distinguibili attraverso una tecnica di despreading
(filtro adattato con il codice di spreading)
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
7
Elementi del segnale a spettro espanso
•
Gli elementi di base di un sistema di comunicazione numerica che utilizza segnali a spettro espanso sono:
•
Nel caso più semplice ciascuno di questi generatori crea una sequenza binaria pseudoaleatoria (pseudonoise,
PN) che viene impressa sul segnale trasmesso e successivamente rimossa dal segnale ricevuto. Per demodulare
in modo corretto il segnale ricevuto è assolutamente necessario sincronizzare le due sequenze PN del
trasmettitore e del ricevitore.
Le modalità con cui la sequenza PN viene impressa sul segnale definiscono la categoria del sistema a spettro
espanso. Di solito si considerano soltanto due tipi di segnale modulato che contiene l’informazione da
trasmettere: segnali modulati PSK (BPSK o QPSK) e segnali FSK. Nel caso di segnali PSK la sequenza
pseudoaleatoria generata viene utilizzata per variare in modo pseudoaleatorio la fase del segnale PSK.
Questo tipo di sistema è detto sistema a spettro espanso a modulazione diretta (DSSS: direct sequence spread
spectrum). Quando si utilizza un segnale FSK la sequenza pseudoaleatoria viene utilizzata per selezionare la
frequenza su cui trasmettere almeno per un certo periodo di tempo. Questo tipo di sistema è detto a spettro
espanso con salto di frequenza (FH-SS: frequency hopping sprad spectrum).
il sistema DS-SS è quello utilizzato nel sguito
•
•
•
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
8
Schema del DS-SS
Si supponga di avere un sistema di codifica a blocchi che prende k bit in
ingresso e restituisce n > k bit in uscita. In questo caso gli n bit vengono
trasmessi in un periodo di tempo k·Tb.
Se ad ogni bit da codificare si associano Nc bit allora si può selezionare la
lunghezza del codice n in modo che n = k·Nc. Con tali scelte il ritmo di
codifica è pari a Rc = k/n = 1/Nc. Lo stesso discorso si applica nel caso in
cui si utilizzino dei codificatori di tipo convoluzionale.
Anche in questo caso il ritmo di codifica deve essere sempre uguale a Rc =
k/n = 1/Nc.
Un metodo per imprimere la sequenza PN sul segnale trasmesso consiste
nell’alterare direttamente il bit all’uscita del codificatore (che per ipotesi
hanno un periodo pari a Tc = Tb/Nc) attraverso un’operazione di addizione
modulo 2 con la sequenza PN.
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Trasmissioni radiomobili
9
Segnale a spettro espanso a sequenza diretta
DS-SS
Consideriamo una modulazione di tipo M-PSK:
s(t)= (2/Tb)cos(2f0t+k)rect(t/Tb)
Consideriamo una sequenza pseudo aleatoria di tipo B-PSK e lunghezza
LTc:
pn(t)= ((Tc/Tb)
LTc
airect(t/Tc)
i=0
Dove {ai} sono i termini della
sequenza pseudo aleatoria e
possono valere 1
Il segnale modulato a spettro espanso a sequenza diretta risulta:
sDS-SS(t)= ((2 /Tb)cos(2f0t+k)rect(t/Tb)pn(t)
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Trasmissioni radiomobili
10
Parametri di banda DS-SS
Tb e’il periodo di simbolo del segnale, Il rate relativo risulta
R=1/Tb
Tc e’il periodo del chip della sequenza pseudo casuale il rato
relativa risulta=1/Tc.
La banda di canale disponibile B deve essere almeno eguale a
1/Tc:
B=1/Tc
Il rapporto B/R= Tb/Tc
viene definito il fattotr di espansione spettrale
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Trasmissioni radiomobili
11
Sequenza DS-SS con segnali modulati B-PSK o Q-PSK
(1)
1
0.8
0.6
0.4
0.2
0
-0.2 0
-0.4
200
400
600
800
campo I
campo Q
1000
-0.6
-0.8
-1
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
1
0.8
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6
-0.8
-1
data sequence I
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data sequence Q
Trasmissioni radiomobili
12
Sequenza DS-SS con segnali modulati B-PSK o Q-PSK
(2)
0
-10000
-6000
-2000
-4
-8
2000
6000
10000
-12
-16
-20
-24
-28
-32
-36
-40
-44
-48
-52
-56
-60
Spettro segnale
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
Spettro PN
13
Caratteristiche generali delle sequenze DS-SS
• Una sequenza DS-SS deve
avere buone caratteristiche di
auto correlazione:
possibilmente un solo picco
in corrispondenza di =0
• Una sequenza DS-SS deve
appartenere ad una famiglia
di sequenze o codici con
buone caratteristiche di cross
correlazione, tipicamente
∫cn(t)cm(-t)dt=0 per ogni
valore di t=kTb e per ogni n e
m
• Tipicamente il rapporto tra Tb
e Tc e’ un numero intero.
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Trasmissioni radiomobili
2/Tc(1+Tc /Tb)
2/Tc
14
Trasmettitore DS-SS con segnali modulati
B-PSK o Q-PSK
Generatore
PN

Modulatore
bilanciato
cos(2f lot)
Dati
0
Codificatore
90
cos(2f lot)
Adder
Segnale DS-SS
Q-PSK
-sin(2f lot)
Generatore
PN
Anno Accademico 2007-08

Modulatore
bilanciato
Trasmissioni radiomobili
15
Codifica per segnali modulati DS-SS B-PSK o Q-PSK
Assumiamo un rate di codifica Rc=k/n dove n sono i bit
codificati e k quelli di informazione
Si ha ;
kTb= durata del frame
Nc=Tb/Tc numero di chip per bit di informazione
Se si utilizza un rapporto di codifica n/k tale che
n=kNc
Si ottiene:
Rc=k/n=1/Nc
Il valore per Rc e’ il massimo possibile
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Trasmissioni radiomobili
16
Rappresentazione di segnali codificati DS-SS
dati
bi
codificatore

ci
PN generator
ai
ai=bici
ai,,bi ,ci={0,1}
Il modulatore genera la sequenza

s(t)={(2ai-1)g(t-iTc)e
i=-
Anno Accademico 2007-08
j2f 0t}=

{(2bi -1)(2ci -1) g(t-iTc)e j2f t}
0
i=-
Trasmissioni radiomobili
17
Segnale DS SS con rumare additivo(1a)
r(t)
Matched filter
g(Tc-t)
yi
Sample
(2bi-1)
Generatore
sequenza PN
Chip rate
clock
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Trasmissioni radiomobili
18
Segnale DS SS con rumare additivo(2)
In presenza di un canale non distorcente con solo rumore additivo si puo’ scrivere:
y(t)=(2bi-1)(2ci-1)g(t-iTc)+(t)
iTct(1+i)Tc
All’uscita del filtro matched:
zi=Ec(2bi-1)+i
All’uscita del ricevitore:
yi=Ec+(2bi-1)i
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Trasmissioni radiomobili
19
Altre architetture di ricevitore DS-SS (b)
∫
r(t)
pi(t)
( )dt
0
Sample
yi
g(t)
Generatore
sequenza PN
Anno Accademico 2007-08
Tc
Chip rate
clock
Trasmissioni radiomobili
20
Altre architetture di ricevitore DS-SS (c)
∫
r(t)
Tc
( )dt
yi
Sample
0
g(t)
(2bi-1)
Chip rate
clock
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
Generatore
sequenza PN
21
Prestazioni di un sistema DS SS in presenza
di rumore additivo (1)
In caso di decodifica soft si ha:
n
CMi=  (2cij-1)yj,
j=1
i=1,2,…, 2k
Per il codice composto di tutti 0 si ottiene:
n
n
CM1= (2cij-1)(Ec+(2bj-1)j=nEc- (2bj-1)j
j=1
j=1
cij=0
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
22
Prestazioni di un sistema DS SS in presenza
di rumore additivo (2)
Per un codice arbitrario si ottiene:
n
n
CMi=  (2cij-1)(Ec+(2bj-1)j=nEc(1-2wi/n)+  (2cmj-1)(2bj-1)j
j=1
j=1
Il termine wij e’ detto peso del codice, pari al numero di termini cij0
n
Dm=CM1-CMj= 2Ecwm- cmj(2bj-1)j
j=1
Considerando il teorema del limite centrale
si puo’ approssimare con un rumore
gaussiano
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Trasmissioni radiomobili
23
Prestazioni di un sistema DS SS in presenza
di rumore additivo (3)
La varianza della variabile aleatoria gaussiana risulta:
2m=4wmE{2}
∫

E{2}= IG(f)I2(f)df
-
Se l’andamento di (f) e’ piatto nella banda del segnale si ha;
(f)=J0 , per If I0.5B
E quindi
2m=4wmEcJ0
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Trasmissioni radiomobili
24
Prestazioni di un sistema DS SS in presenza
di rumore additivo (4)
La probabilita’ che per la singola differenza Dm <0 risulta:
P(m)=Q((Ecwm/J0)), m=2,3,4,….2k
Sapendo che Ec=k/nEb con Rc=k/n si ha:
P(m)=Q((EbRcwm/J0)), m=2,3,4,….2k
Dalla teoria dei codici si che la probabilita’ sulle 2k parole di codice
ha come limite superiore :
M
PM  Q((EbRcwm/J0))
m=2
La fornula e’ identica a quella ottenuta sul canale AWGN in caso N0=J0 con
codifica a blocchi, la formula e’ estensibile anche a codifica convoluzionale
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
25
Prestazioni di un sistema DS SS in presenza
di rumore additivo (5)
Nel caso si abbia un codice a blocchi con ripetizione si hanno solo 2
parole di codice essendo 2k=21=2, non vi e’ quindi nessun guadagno di
codice Rcw=1
P2Q((Eb/J0))
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
26
Guadagno di Processo
Si puo’ scrivere ponendo Eb=CTb, dove CTb e’ l’energia associata al bit e
J0=Jp/B, essendo Jp la potenza media interferente:
Eb/J0=BC/RJp=(B/R)(C/Jp)
Introducendo la codifica si ha:
M
PM  Q( ( BCRcwm))
RJp
m=2
Guadagno di processo
Ponendo min al posto di wm si ha:
M
PM  Q( ( BCRcwm))  (M-1)Q( ( BCRcmin))
RJp
RJp
m=2
Il rapporto S/N per ottenere una data probabilita’ in dB si esprime come:
(S/N)dB=(B/R)dB+(Rcmin)dB-(Jp/C)dB
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Trasmissioni radiomobili
27
Esempio di Prestazioni di segnale SS-DS
Fasi
Expansion ratio
Numero
-12000 di utenti max
Rapporto Eb/No (dB)
Coding gain (dB)
Rapporto
utente/interferente
medio (dB)
bitrate ( Kbps)
4
50
50-7000
4.5
5
0
-2000
3000
8000
-4
-8
-1
400
-12
-20
-24
-28
-32
-36
-40
Frequency
Spettro segnale
Anno Accademico 2007-08
Spettro interferente max in banda base
Trasmissioni radiomobili
Spettro PN
Spettro interferente max
28
dB
-16
Esempio di probabilita’ d’errore per un segnale SSDS in presenza di disurbo additivo
n
k
Fasi
Expansion ratio
Numero di utenti max
Rapporto Eb/No (dB)
Coding gain (dB)
Rapporto
utente/interferente
medio (dB)
bitrate ( Kbps)
Anno Accademico 2007-08
10
5
4
50
50
4,5
6
-1
400
n
k
Fasi
Expansion ratio
Numero di utenti max
Rapporto Eb/No (dB)
Coding gain (dB)
Rapporto
utente/interferente
medio (dB)
bitrate ( Kbps)
6
3
4
50
50
4,5
3
-1
Trasmissioni radiomobili
400
n
k
Fasi
Expansion ratio
Numero di utenti max
Rapporto Eb/No (dB)
Coding gain (dB)
Rapporto
utente/interferente
medio (dB)
bitrate ( Kbps)
1
1
4
50
50
4,5
0
-1
400
29
SS-DS
con ricevitore di Rake(1)
Segnale SS-DS
Canale piatto
nel tempo
Canale NON piatto
Canale
piatto-piatto
Canale piatto
in frequenza
B
L’inviluppo complesso del segnale
ricevuto privo di disturbo risulta,
utilizzando il teorema del
campionamento:
BC

r(t) = hn(t)u(t-n/B)
n=-
t0
hn(t)=h(t,)I=n/B

 hn(t)(t-n/B)
Canale con linea di ritardo e prese infinite h(t,)=
n=-
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
30
SS-DS
con ricevitore di Rake(2)
Considerando la banda di coerenza del canale Bc=1/m si ha che il
segnale puo’ essere troncato a L tale che:
L=B/Bc+1
L
r(t) = hn(t)u(t-n/B)
n=1
Assumiamo di avere segnali antipodali (derivati da modulazioni BPSK o QPSK)
I due segnali possono essere espressi come s1(t) e s2(t), si ha (trascuriamo
l’interferenza intersimbolica,assumendo T>>m):
L
r(t) = ck(t)si(t-k/B)+ (t)=vi(t)+ (t), i=1,2 0tT
k=1
ck(t) sono i coefficienti del canale
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
31
Transito del segnale nel filtro adattato
Le uscite dei filtri adattati vengono campionate col periodo di simbolo T, si ha:
L
Ui=
T
 ∫0 r(t)c*k(t)s*i(t-k/B)dt
i=1,2
k=1
s*1(t)
1/B
c*1(t)
1/B
c*2(t)
1/B
c*L(t)
r(t)
c*1(t)
s*2(t)
Anno Accademico 2007-08
c*2(t)
1/B
e∫
U1= { }
e∫
U2= { }
c*L(t)
1/B
Trasmissioni radiomobili
1/B
32
Schema del filtro con una linea di uscita
s*1(t)
1/B
c*1(t)
1/B
c*2(t)
1/B
c*L(t
)
e∫
r(t)
e∫
s*2(t)
1/B
Anno Accademico 2007-08
1/B
-
al circuito
di
decisione
1/B
Trasmissioni radiomobili
33
Prestazioni del ricevitore di Rake con rumore
(1)
Considerando l’affievolimento lento rispetto a T, si ha:
L
Ui=
 c*k ∫
0
k=1
T
r(t) s*i(t-k/B)dt
i=1,2
Trasmettendo il segnale s1(t), si ha:
L
Ui=
L
  cn c*k∫
k=1 n=1
+

T
0
s1(t-n/B) s*1(t-k/B)dt
L
k=1
Anno Accademico 2007-08
T
c*k∫ (t) s1(t-k/B)dt
0
Trasmissioni radiomobili
34
Prestazioni del ricevitore di Rake con rumore
(2)
In generale le sequenze pseudo casuali si ha un contributo di auto disturbo
molto basso:
T
I∫ si(t-n/B) s*i(t-k/B)dt I 0,
0
se kn
Si puo’ quindi scrivere:
Ui=

L
IckI2∫ s1(t-k/B) s*k(t-k/B)dt
k=1
+

T
0
L
k=1
Anno Accademico 2007-08
T
c*k∫ (t) s*1(t-k/B)dt
0
Trasmissioni radiomobili
35
Prestazioni del ricevitore di Rake con rumore
(3)
Per segnali antipodali si ha:
T
∫ s1(t-k/B) s*k(t-k/B)dt=Eb
0
Si suppone di avere una stima dei coefficienti ck del canalein generale questo
e’ possibile solo se il tempo di coerenza t0>>T ;tipicamente almeno 100
U1=

L
 EbIckI2 +
k=1
Nk=e
jk

L
IckINk
k=1
.T
 0(t) s*1(t-k/B)dt
P2Q((b(1-))
L
=-1 per BPSK e 0 per QPSK
b=Eb/(2N0)  IckI2
k=1
Anno Accademico 2007-08
Il rapporto b e’ pari alla somma
dei rapporti segnale rumore di
ogni singolo ramo del ricevitore
Rake
Trasmissioni radiomobili
36
Modulazione OFDM
• Il principio di base della multiplazione a divisione di
frequenze ortogonali (orthogonal frequency-division
multiplexing, OFDM) `e suddividere un flusso di dati ad
alto bit rate, Rb, in un numero di flussi a bit rate N volte
piu basso, Rb/N, che sono trasmessi contemporaneamente
su N sottoportanti.
• La trasmissione su più sottoportanti risulta estremamente
utile su canali radio particolarmente distorcenti. Infatti, in
questo caso, se si trasmettesse l’intero flusso Rb, si avrebbe
forte interferenza intersimbolica e quindi la necessita di
inserire un equalizzatore.
• Se, invece, si trasmette su N flussi a velocita Rb/N in N
sottobande adiacenti, si può dire che il canale risulta non
distorcente (se l’occupazione spettrale del singolo flusso è
piccola) e quindi non si richiede l’equalizzazione del
canale
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
37
Ortogonalità dei segnali OFDM
• L’ortogonalità dei segnali OFDM si basa non solo sul
fatto che ad ogni canale sia associata una sottoportante
diversa, ma anche sulla forma dello spettro di potenza
associato e sulla sincronizzazione dell’invio dei simboli
su di ogni sottoportante.
• Queste caratteristiche permettono di sovrapporre
parzialmente le bande dei segnali, che mantengono le
caratteristiche di ortogonalità.
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
38
Importanza dell’Ortogonalità
• A differenza di una trasmissione FDM, nell’OFDM è
possibile posizionare le portanti sovrapposte tra loro in
modo che i segnali possono ancora essere ricevuti senza
interferenza da canali adiacenti, sfruttando
l’ortogonalità matematica delle portanti.
• Il ricevitore agisce come un banco di filtri demodulatori
che traslano ogni portante in banda base.
• Il segnale risultante è integrato sul periodo di simbolo Ts
e permette il recupero dei dati completi.
• le portanti subiscono la stessa traslazione ma
presentano un numero intero di cicli complessivi nel
periodo di simbolo, il processo di integrazione risulta
nullo.
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
39
Esempio di portanti orogonali
Anno Accademico 2007-08
Trasmissioni radiomobili
40
Schema di generazione del Segnale OFDM
-8
Parte reale I
Ts
ai………ai+N-1.
ai

ai+1

ai+2

ai+3

-7
-6
1,5
-5
-4
1
-3
-2
0,5
-1
0
0
0,0
10,0
20,0
30,0
40,0
50,0
60,0
-0,5
1
2
3
4
-1
5
6
-1,5
7
Parte quadratura
8
-8
Q
-7
-6
1,5
-5
-4
1
-3
-2
0,5
-1
0
ai+N-1
0

1
0
10
20
30
40
50
-0,5
60
2
3
4
-1
5
6
-1,5
e
NTs
1
1
0,8
0,6
0,8
0,6
0,4
0,2
0,4
0,2
0
-0,2 0
-0,4
7
j2t i/(NTs)
8
0
100
200
300
400
500
-0,2 0
-0,4
-0,6
-0,8
-0,6
-0,8
-1
-1
campo I
100
campo Q
Anno Accademico 2007-08
200
campo I
Trasmissioni radiomobili
300
400
500
campo Q
41
OFDM Cenni di Teoria
•
I segnai OFDM possono essere scritti come
N 1
n


sc (t )   An exp j  2 t  n ,
 T

n 0
0t T
•
Dove f n  n  fn è la frequenza centrale del segnale ennesimo e
T
il simbolo ennesimo
corrispondente
•
I segnali
An
n 

exp  j 2 t  sono ortogonali nel periodo [0, T ]
T 

T
1 exp( j 2 n t ). exp( 2 j m t )dt  
nm
T
T
T
0
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42
OFDM e Trasformata inversa di Fourier
•
Campionando con periodo
Ts il segnale OFDM si ha:
N 1
sc (kTs )   An exp j (2fnkTs  n 
n 0
•
Considerando la trasformata inversa di un segnale si ha
N 1
g (kTs )   G (n / NTs ) exp j (2nk / N 
n 0
•
La prima e la seconda sono analoghe, posto:
G (n / NTs )  An exp j (n)
n
 fn
Ts
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43
Cenni sulla Trasformata di Fourier
• La trasformata di Fourier convenzionale lega segnali continui
che risultano illimitati sia nel tempo che nella frequenza.
• Se il segnale è campionato, si facilita il processamento del
segnale stesso, tuttavia si verificano problemi di “aliasing” e
problemi di memorizzazione.
• Per limitare questi inconvenienti, i dispositivi di
processamento del segnale ricorrono ad alla versione discreta
della trasformata di Fourier (discrete Fourier transform, DFT).
• La DFT è una variante della trasformata di Fourier in cui il
segnale `e campionato sia nel tempo che in frequenza.
• La trasformata di Fourier veloce (Fast Fourier transform, FFT)
è un rapido metodo matematico di implementazione della DFT
su computer.
• Grazie alla FFT e alla tecnologia DSP è stato possibile lo
sviluppo e l’implementazione di circuiti integrati della
modulazione OFDM a prezzi ragionevoli.
• La IFFT è la trasformazione inversa della FFT
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Schema Trasmettitore OFDM
OFDM symbol
FEC
bits
Serial to
Parallel
IFFT
Pulse shaper
&
Linear
PA
DAC
add cyclic extension
fc
view this as a time to
frequency mapper
La complessità è riportata dal dominio digitale a quello analogico
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Schema di un Ricevitore OFDM
Slot &
Timing
Sync.
AGC
Sampler
FFT
fc
VCO
fine offset
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P/S and
Detection
Error
Recovery
gross offset
Freq. Offset
Estimation
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OFDM Vantaggi
• OFDM è spettralmente efficiente e l’ IFFT/FFT si fanno carico di
minimizzzare l’interferenza fra simboli.
• OFDM ha una capacità intrinseca di resistere all’interferenza a
banda stretta.
• OFDM ha una robustezza molto alta in ambiente multi path
Il prefisso ciclico preserva l’ortogonalità fra sotto-portanti e
permette al ricevitore di utilizzare efficientmente l’energia del
multipath.
• in un canale lentamente variabile, per aumentare la capacità è
possibile adattare il ritmo binario per sottoportante secondo la
potenza ricevuta su ogni singola portante.
• L’equalizzazione è molto più semplice rispetto a quella di un
sisema a singola portante
• con l’OFDM `e possibile progettare un sistema cellulare a singola
frequenza, che è adatto per le comunicazioni broadcast.
• Capacità di adattarsi ai regolamenti a livello mondiale
(spegnendo le sotto portanti dinamicamente)
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OFDM Svantaggi
• Sensibilità all’interferenza da canae adiacente (ICI)
• Sensibilità all’offset di frequenza, di fase e di clock
• Le caratteristiche del segnale OFDM nel tempo sono tali che
richiedono amplificatori LINEARI e quindi tendno aridurre
l’efficienza dell’ amplificatore di potenza.
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Delay Spread e ICI
•
•
•
•
•
•
•
A parità di delay spread, dividendo il flusso dati su N sottoportanti,
il sistema su ogni singola portante si comporta meglio contro il
multipath visto che il periodo di simbolo è N volte maggiore.
Tuttavia seppur in maniera limitata, il multipath produce
comunque interferenza intersimbolica (ISI).
Per eliminare l’ISI, si introduce un tempo di guardia, Tg, in ogni
simbolo OFDM.
Tg è scelto maggiore del maximum exceed delay in modo che le
componenti di multipath di un simbolo non interferiscano con il
simbolo successivo.
È possibile non trasmettere niente durante il tempo di guardia.
Tuttavia in questo modo si espone il sistema all’interferenza tra le
diverse portanti (InterCarrier Interference, ICI).
L’ICI è la ricezione su una portante di dati trasmessi su un’altra
portante, provocata dalla perdita di ortogonalità
Per eliminare l’ICI, si estende ciclicamente il segnale OFDM nel
tempo di guardia Ciò assicura che la replica ritardata ha un numero
intero di cicli d’onda nell’intervallo di integrazione fintanto che il
ritardo rimane inferiore al tempo di guardia,
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Esempio di segnali OFDM
(con il tempo di guardia senza segnale)
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Esempio di segnali OFDM (con il tempo di guardia e
prefisso ciclico) su due portanti sincronizzate.
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Proprietary OFDM Flavours
Wideband-OFDM
(W-OFDM) of Wi-LAN
www.wi-lan.com
-- 2.4 GHz band
-- 30-45Mbps in 40MHz
-- large tone-width
(for mobility, overlay)
Flash OFDM
from Flarion
www.flarion.com
-- Freq. Hopping for
CCI reduction, reuse
-- 1.25 to 5.0MHz BW
-- mobility support
Vector OFDM
(V-OFDM) of Cisco, Iospan,etc.
www.iospan.com
-- MIMO Technology
-- non-LoS coverage,
mainly for fixed access
-- upto 20 Mbps in MMDS
Wi-LAN leads the OFDM Forum -- many proposals submitted to
IEEE 802.16 Wireless MAN
Cisco leads the Broadand Wireless Internet Forum (BWIF)
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