Esercitazione 2 – Porte logiche CMOS

Università degli Studi di Cagliari
Dipartimento di Ingegneria Elettrica ed Elettronica
Laboratorio di Elettronica
Corso di Elettronica Digitale
Anno Accademico 2005/2006
Esercitazione 2 – Porte logiche CMOS
Dato il layout nella figura della pagina successiva e sapendo che il processo è un
processo CMOS 0.6 µm con le seguenti caratteristiche (considerare Keq=0.7):
VTH
µCOX
COX
COV
CJ
CJSW
DIFF P+
Processo CMOS 0.6µm – VDD=3.3V
NMOS
PMOS
0.609 (V)
0.609 (V)
25e-6 (A/V2)
75e-6 (A/V2)
2
3.5 (fF/µm )
3.5 (fF/µm2)
0.138 (fF/µm)
0.138 (fF/µm)
0.776 (fF/µm2)
0.816 (fF/µm2)
0.345 (fF/µm)
0.355 (fF/µm)
a) Disegnare il circuito implementato e ricavare tutti i parametri geometrici di interesse
dei MOS
b) Calcolare i tempi di propagazione HL e LH di caso peggiore supponendo che il
carico sia un inverter a dimensioni minime (Lp=Ln=0.6um, Wp=3.6um, Wn=1.2um)
c) Scrivere la netlist per la verifica dei tempi di simulazione calcolati
POLY
3µm
DIFF N+
Figura 1: Layout della porta
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a1) Funzionalità
Per individuare la funzione implementata si può partire dalla PDN o dalla PUN. Ovviamente
la PDN sarà costituita da tutti gli NMOS (quelli in basso) e la PUN dai PMOS (quelli in alto,
dentro la NWELL).
Per trovare gli NMOS cerchiamo tutte le intersezioni fra POLY (polisilicio) e DIFF N+
(diffusione n+). Ce ne sono solo 2 che danno luogo a 2 transistor in serie fra uscita e massa.
Nella PUN invece ci sono (cerco le intersezioni fra POLY e DIFF P+) 2 PMOS ma sono in
parallelo fra l’uscita e la VDD.
b) Tempi di propagazione
I transistor sono già dimensionati quindi possiamo identificare immediatamente il caso
peggiore nel caso della commutazione HL: il caso in cui il transistor M4 (quello più in basso)
commuta per ultimo (quando M3 già conduce) essendo così costretto a pilotare tutte le
capacità parassite intermedie. Nel caso della commutazione LH il caso peggiore è sempre
quello in cui conduce uno solo dei 2 rami, però nella situazione in cui va pilotata la capacità
più grande, anche in questo caso il caso peggiore è quello in cui commuta M1 con M2 spento
perché in tal caso M3 è acceso e cortocircuita il nodo intermedio 1 con l’uscita (quindi bisogna
pilotare anche quella capacità parassita).
Transizione HL
La commutazione peggiore è quella in cui il segnale A commuta e B=1. In tal caso si richiede
di pilotare sia il nodo di uscita Z che il nodo parassita 1. In tale condizione, si può inizialmente
considerare il nodo 1 come cortocircuitato all’uscita (non è rigorosamente così ma
approssimiamo).
Calcolo di CL
Per trovare la capacità di carico complessiva bisogna innanzitutto calcolare le varie capacità
parassite che danno contributo al calcolo del tempo di propagazione. Bisogna andare a
vedere uno per uno tutti i nodi del circuito che devono essere scaricati (siamo in una
commutazione HL) e tenere conto della capacità parassite che vi sono connesse. Poiché
alcuni segnali sono già a 1 ed altri a 0 ci possono essere dei nodi interni (nel nostro caso c’è
un solo nodo interno, il nodo 1) che sono connessi inizialmente all’uscita e devono perciò
essere scaricati insieme ad essa.
Figura 2: Schematico della porta
La porta logica implementa evidentemente una porta NAND
a2) Dimensioni
Le dimensioni dei vari MOS sono indicate in tabella, ma i drain dei 2 pmos sono
COINCIDENTI (quindi possiamo considerare che metà dell’area e del perimetro della
diffusione appartengano al drain di M1 e metà a quello di M2). Analogamente source di M3 e
drain di M4 sono COINCIDENTI (sono la stessa diffusione) quindi metà del perimetro
dell’area saranno attribuiti al source di M3 e metà al drain di M4.
PMOS
NOME
W
L
AD
PD
AS
PS
M1
3.6E-06
0.6E-06
4.32E-12
2.4E-06
7.56E-12
7.8E-06
M2
3.6E-06
0.6E-06
4.32E-12
2.4E-06
7.56E-12
7.8E-06
NMOS
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NOME
W
L
AD
PD
AS
PS
M3
1.2E-06
0.6E-06
3.6E-12
6.6E-06
0.72E-12
1.2E-06
M4
1.2E-06
0.6E-06
0.72E-12
1.2E-06
3.6E-12
6.6E-06
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Nodo Z (vedi Figura 4 in fondo al documento):
Essendo il nodo Z l’uscita deve sicuramente essere scaricato in una transizione HL. Vi sono
collegate le seguenti capacità parassite:
Capacità di diffusione:
Cdb1=Keq(CJ AD1 + CJSW PD1)= 3 fF
Cdb2=Keq(CJ AD2 + CJSW PD2)= 3 fF
Cdb3= Keq(CJ AD3 + CJSW PD3)= 3.5 fF
Capacità di gate:
Cgd1=COV W1=0.5fF
(andrà poi pesata 2 per tenere conto dell’effetto Miller perché
connessa fra ingresso ed uscita)
Cgd2=COV W2=0.5fF
(non va moltiplicata per 2 perché non è connessa fra ingresso ed
uscita ma fra uscita ed una tensione costante)
Cgd3=COV W3=0.167fF (non è pesata 2 per effetto Miller perché non è connessa fra
ingresso ed uscita ma solo fra uscita ed una tensione costante)
Cpz=(3+3+3.5+2*0.5+0.5+0.167)fF=11.2fF
Nodo 1 (vedi Figura 5 in fondo al documento):
Il nodo 1 deve essere scaricato perché è inizialmente connesso all’uscita (tramite M3 che è
chiuso essendo B=1). Vi sono collegate le seguenti capacità parassite:
Capacità di diffusione:
Csb3=Keq(CJ AS3 + CJSW PS3)= 0.7 fF
Cdb4= Keq(CJ AD4 + CJSW PD4)= 0.7 fF
Capacità di gate:
Cgs3=COV W3=0.167fF (non è pesata 2 per effetto Miller perché non è connessa fra
ingresso ed uscita ma solo fra uscita ed una tensione costante)
Cgd4=COV W4=0.167fF (andrà poi pesata 2 per tenere conto dell’effetto Miller perché
connessa fra ingresso ed uscita)
Cp1=(0.7+0.7+0.167+2*0.167)fF=1.9fF
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Il carico offerto dall’inverter è:
CL’=Cgp+Cgn=COX(WpLp+WnLn)=COX(Wp+Wn)Lmin= 10 fF
c) Netlist spice
La capacità di carico totale è:
CL=CL’+Cpz+Cp1 = 23.1 fF
Calcolo di Isatn
Bisogna a questo punto trovare la corrente di saturazione del transistor equivalente alla rete
di pulldown composta da due MOS con W/L=(1.2/0.6)=2 in serie equivalenti quindi ad un
unico MOS con W/L=1.
Isatn=1/2µCOXW/L(VDD-VTH)2=272uA
tpHL=(CL VDD)/(2 Isatn)= 140 psec
Transizione LH
Calcolo di CL
La CL è evidentemente identica alla transizione HL (comunque si fanno gli stessi
ragionamenti) per via del fatto che la transizione peggiore è quella in cui B=1 (che
cortocircuita il nodo 1 all’uscita) e A commuta da 1 a 0
Calcolo di Isatp
La Isatp è quella di un singolo pmos con W=3.6u L=0.6u (W/L=6):
* Simulazione Nand
* Inclusione modelli
.include models.dat
* Circuito (la sintassi spice è case-insensitive)
* Nand
M1 out1 inA vdd vdd mp w=3.6u l=0.6u ad=4.32e-12 as=7.56e-12 pd=2.4e-6 ps=7.8e-6
M2 out1 inB vdd vdd mp w=3.6u l=0.6u ad=4.32e-12 as=7.56e-12 pd=2.4e-6 ps=7.8e-6
M3 out1 inB 1 0 mn w=1.2u l=0.6u ad=3.6e-12 as=0.72e-12 pd=6.6e-6 ps=1.2e-6
M4 1 inA 0 0 mn w=1.2u l=0.6u as=3.6e-12 ad=0.72e-12 ps=6.6e-6 pd=1.2e-6
* Carico
M5 out2 out1 vdd vdd mp w=3.6u l=0.6u ad=0 as=0 pd=0 ps=0
M6 out2 out1 0 0 mn w=1.2u l=0.6u ad=0 as=0 pd=0 ps=0
* Alimentazione (il nodo 0 è sempre la massa)
Vdd vdd 0 dc 3.3
* Generatore di Ingresso
VinB inB 0 3.3
Vin inA 0 dc 0 pulse 0 3.3 1n 1p 1p 1n 2n
*Analisi in transitorio
.tran 1p 3n
.end
Isatn=1/2µCOXW/L(VDD-VTH)2=543uA
tpLH=(CL VDD)/(2 Isatp)= 70 psec
150psec
105psec
Figura 3: Simulazione in transitorio
L’errore rispetto ai valori calcolati (grande soprattutto per LH) è dovuto alla
approssimazione di considerare la rete di pull-down come equivalente a quella di un nmos
con W metà di quelli originali (in serie) ed anche al fenomeno, non calcolato da noi, del
forte accoppiamento fra la rapida variazione dell’ingresso e l’uscita, che genera gli spike (i
picchi) molto pronunciati nella transizione. Come si vede la nostra approssimazione di
modello del primo ordine non è accurata perché in tale caso non si avrebbe overshoot
nell’uscita che comincerebbe subito a decrescere esponenzialmente. In realtà l’uscita prima
cresce fino addirittura a superare VDD e solo dopo comincia a decrescere
esponenzialmente. Inoltre non abbiamo considerato che per alcuni MOS la capacità Cgd o
Cgs non è data solo dal contributo di overlap ma anche dal contributo del canale (quello
che dipende dalla regione di funzionamento).
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Effetto Miller
Non c’è effetto Miller
(fra uscita e tensione
costante)
Figura 4: Capacità parassite connesse al nodo Z - HL
Effetto Miller
Figura 5: Capacità parassite connesse al nodo 1 - HL
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